在很多便攜式無線設計中，發射器可能離音頻電路僅僅數英寸。這樣，如果設計人員未考慮天線的位置，設計就可能產生很多問題。常規的附加物，如增加屏蔽，對現今極其緊湊的電子產品來說可能不合適。在微型便攜式無線產品中使射頻干擾(RFI)最小化，一個重要考慮因素就是天線與設計的音頻電路的相對位置。
近年來，便攜式無線收發器在很多應用中迅猛增加，這些應用包括語音、數據和視頻信號的發送及接收。無線設備的關鍵要求之一就是電子線路必須在其它高頻無線發射器(如藍牙設備)附近工作。以前的干擾研究是將任何源都看作遠場，并且重點放在同軸電纜和印刷電路板(PCB)上的金屬化走線上耦合的干擾。然而，卻忽略了由封裝引線支架和鍵合線耦合的干擾，未對其進行研究。
在很多便攜式無線設計中，發射器可能離音頻電路僅僅數英寸。這樣，如果設計人員未考慮天線的位置，設計就可能產生很多問題。常規的附加物，如增加屏蔽，對現今極其緊湊的電子產品來說可能不合適。
輻射干擾可分為遠場干擾和近場干擾。遠場干擾定義為來自距離超過所關注頻率約10個波長處。以2.4GHz的藍牙頻率為例，10個波長等于125mm (即4.1英尺)。
為了與早期研究一致，將遠場輻射看作傳導干擾，而將近場輻射看作近場干擾。傳導干擾是由同軸電纜、PCB走線和外部元件耦合的遠場源調制RF信號的能量。此能量被傳導至便攜式設備的音頻放大器輸入引腳。近場干擾等于來自近場源的傳導干擾，以及因距無線產品天線很近而被音頻放大器封裝的引線支架和鍵合線耦合的干擾的和。為減輕接收電路中RFI的影響，早期對遠場條件下的研究為設計人員得出了多條基本經驗法則。為評估RFI影響，這些研究是將調制好的RF信號直接引入同軸電纜(圖 1)。通過這些研究，建立了多種減少RFI的預防措施。本文將對某些早期研究和基于反饋電阻、RFI電容和精心設計輸入級配置的遠場RFI方案與現代緊湊型無線產品遭受的典型近場條件進行比較。
為使RF干擾對無線收發器的影響最小，首先要了解以調制RF信號形式出現的干擾是如何產生通向頻率低得多的音頻放大器及其支持電路的路徑。圖2給出的概念模型圖說明了載波頻譜是如何偏移調制RF載波，產生調制低頻干擾信號。這個過程從調幅(AM) RF信號通過音頻放大器輸入信號引腳開始。放大器的低帶寬濾波器篩選出RF載波，在音頻放大器輸出端產生解調信號。圖3是一種IC附近存在高頻源情況下的行為模型和等效電路，此模型給出了音頻放大器輸入的傳導路徑和近場路徑。
根據基本的天線理論可知，長度不到載波波長1/4的電路走線就能形成此頻率信號下的有效天線。對于藍牙設備的2.4GHz載波信號，31.25mm (即1.2 英寸)的PCB走線即可構成高效的天線。評估板上的外部元件，如電容和電阻也是非常好的RF信號接收天線。
因此，干擾信號有很多路徑進入無線產品的音頻放大器電路，也就可以理解在防止這些干擾方面還有大量的試驗研究工作要做。關于遠場天線的傳導干擾及對電路運放解調的RF的影響，已經有多篇文章發表。再次強調，這些實驗將RF調制信號直接引入放大器的輸入引腳。
這些早期研究的實驗結果表明：
1.增加串聯電阻和寄生電容，輸入電阻和反饋電阻值的增大可改善反相運放電路的抗射頻干擾能力。這種電阻-電容(RC) 組合構成一低通濾波器，防止RFI到達音頻放大器輸入端。
2. 寄生電容Cin(反相與同相輸入間)和CRg(電阻Rg分流)使反相運放電路的抗射頻干擾能力比同相運放電路的更好。
3. 認為金屬氧化物半導體(MOS)場效應管(FET)比雙極型晶體管更不易受射頻干擾影響，因RF信號感應使集電極電流的變化比因MOS管漏極電流感應而使集電極電流的變化要大。實際上，FET本質上比雙極型晶體管更不易受射頻干擾，這是因為其非線性更平滑。
4.此外，大多數音頻運放都采用幾何尺寸大、電壓較高的CMOS工藝制作，其RF帶寬比電壓相當的雙極型工藝的RF帶寬窄得多。
以往這些研究證明，反饋電阻值更高，RFI電容的增加以及使用固有的更線性的MOSFET 輸入器件都降低了射頻干擾。但是還應該在近場條件下評估這些結果，以確定對附近存在很多不同電路分支的現代無線設計的有效性，包括天線。
圖 4給出了一款研究天線布放處的近場干擾的評估板。如何用大多數高頻模擬測試實驗室標準設備組成測試平臺，詳細情況請參看Intersil公司的應用筆記AN1299(http://www.intersil.com/data/an/AN1299.pdf)。測試平臺產生1kHz調制的掃描頻率RF信號，用1kHz調制信號跟蹤RF輸入源和到音頻放大器輸出的信號路徑。
天線端接一50Ω電阻，將天線環末端彎曲，寬度約等于集成電路(IC)封裝的寬度。圖 5給出了天線的布放和外部元件的對稱布局，圖 6以圖表形式示出了近場和遠場條件。雙SL28291音頻放大器的兩個放大器(通道)的差分增益配置為10，使兩輸入端的阻抗相等。通道“A”的電阻5kΩ/500Ω，通道”B”的電阻為500kΩ/50kΩ，電阻值高兩個數量級。
在掃描頻率為100 kHz～6 GHz范圍測量，實驗結果表明干擾集中在1.4～2.8GHz范圍和3.8～5GHz范圍(圖7)。頻率掃描期間天線的位置如圖7右下方所示。注意，初始掃描時天線直接在部件封裝上方。在上述干擾集中區采用單個載波頻率進行下列測試，測試結果如下：
1.高反饋電阻值比低反饋電阻值更能降低干擾。將天線直接布放在高值電阻上方產生的干擾比布放在低值電阻上方產生的干擾水平低。頻率越高，干擾水平越低。這一觀察結果與Ghadamabadi以前報道的結果一致。對這兩組電阻值，將天線布放在IC上方產生的干擾最小。
2.加RFI電容可能弊大于利。將天線直接布放在高值電阻上方產生的干擾比布放在低值電阻上方產生的干擾水平低。可以看出: 頻率越高，干擾水平越低。這一觀察結果與Ghadamabadi以前報道的結果一致。不過，將天線直接布放在IC封裝上方在兩個放大器的輸出端產生的干擾要高得多，與電阻值無關。圖 6給出了遠場天線和近場天線的信號路徑。在遠場天線條件下，電纜的串聯電阻、PCB走線和外部元件形成一低通濾波器和RFI電容。此時，增加RFI電容的這一經驗法則對于RF信號進入放大器前消除它是有效的。對于近場天線，低通濾波器阻抗非常小或者沒有， RFI電容實際上在放大器輸出端得到更高的阻抗。
3. MOSFET輸入放大器比雙極型晶體管更不易受RFI影響。
將天線直接布放在模塊或電阻上方表明MOSFET輸入比雙極型輸入放大器的干擾小得多。這一結論與Fiori以前報道的結果一致。
總之，用增加RFI電容來控制干擾的老經驗法則實際上會導致與天線布放位置有關的干擾的增加。系統設計人員在使用RFI電容作為可能的RFI解決方案前，就應該考慮到無線產品設計中天線的位置。高值反饋電阻和MOSFET輸入放大器的經驗設計法則，對改善近場條件下電路的抗射頻干擾能力仍然有效。 |
