介紹
Zobel(Zobel)網絡，又稱波切洛特(Boucherot)單元，最簡單的形式是一個串聯式阻容(RC)網絡。這個網絡與音頻揚聲器并聯，其目的是為了降低聲音繞線電感L(e)的影響。
這些網絡已經使用了數十年，目的是為了能夠在工作頻率范圍內使揚聲器負載對放大器輸出呈電阻抗特性，同時增加音頻放大器的穩定因子。此外，在眾多的應用中，一個放大器要驅動多個揚聲器，于是采用了交叉網絡結構。Zobel網絡可通過保持負載的阻抗電阻簡化交叉網絡的設計。
隨著高功率(>100瓦)音頻放大IC的出現，如果該網絡的器件值選取不當，則會對IC產生嚴重的損壞。這將是本文即將描述的主題。
背景
音頻擴音器具有復雜的阻抗，然而音頻放大器更適于驅動純電阻阻抗的負載。為了補償這一點，引入了Zobel網絡與揚聲器并聯。
一些設計者采用了“經驗法則”的方法。在這個方法中，習慣選取電阻阻值介于2.7Ω和10Ω之間，這依賴于揚聲器的直流(DC)電阻阻抗，且電容的容值恒定在100 nF。
這個方法對大多數的分離放大器是適用的，但是如果沒有理解揚聲器的參數而選取器件值將會對IC功放導致嚴重的不良后果。
分析
圖1是揚聲器驅動的一個簡單電-聲電路模型。該驅動模型的電路值可從廠家數據手冊給定的參數中獲取，或者通過網絡分析儀獲得。
圖1：揚聲器驅動模型。(1)
定義：
Revc是聲音繞線直流電阻阻抗
Levc是聲音繞線電感
Lces是驅動器機械性懸架隨動的電氣模擬量
Cmes是驅動器錐質量的電氣模擬量
Res是驅動器機械性懸架電阻阻抗的電氣模擬量
為了示范Zobel網絡的值該如何計算，選取了流行音頻系統所使用的揚聲器，而且下列Thiele-Small參數均來源于廠家的數據手冊：
Bl = 6.5 Tm(力因子)
Cms = 53.3 um/N(機械順從性)
Mms = 0.0104 kg(機械順從性)
Rms = 1.56(機械損耗)
圖1中器件值可以測量或計算成如下：
Revc = 8 Ω(用歐姆計測量)
Levc = 135 uH(用電感計測量，通常電感是重要的)
Lces = Cms*(Bl)2 = 2.25 mH
Cmes = Mms / (Bl)2 = 246 uF
Res = (Bl)2 / Rms = 27 Ω
常量：
j = √-1
ω(f) = 2πf
揚聲器的復雜阻抗可用公式表示成：
公式(1)
該結果體現在了下面的聲音繞線驅動(VCD)阻抗與頻率比值的曲線上，如圖2所示：
圖2：VCD阻抗與頻率曲線(計算結果)。
在諧振點，Lces和Cmes本質而言是開路的，因此，諧振點的峰值阻抗Zres是Revc和Res的串聯和，即Zres = 8 Ω + 27 Ω = 35 Ω。
聲音繞線驅動器基本而言是一個RL電路，因此阻抗與頻率是成正比的。后面將會闡述為何電感的增加對IC音頻放大器是有害的。
圖3：VCD阻抗與頻率曲線(測量結果)。
圖3是利用網絡分析儀測量得到的聲音繞線驅動器的復雜阻抗曲線圖。得到的數據與計算值相近。
當然，如果你有權使用網絡分析儀且沒有揚聲器廠家的數據手冊，圖1中的器件值可從圖3中的曲線推導出，結果如下：
Revc在低頻(如10Hz)是8 Ω.
在諧振點，阻抗Zres是35 Ω.
很簡單，Res的值是：
Res = (Zres - Revc) = 35 Ω - 8 Ω = 27 Ω (2)
到此我們能夠計算方均值Rl：
Rl = √[ Zres* Revc] ≈ 17 Ω (3)
需要從曲線確定的下一個量是峰值兩邊的頻率F1和F2，峰值的阻抗等于Rl (fl = 190 Hz, f2 = 240 Hz)。
Cmes的值可通過如下計算得到：
Cmes = √(Zres / Revc) / (2π * (f2 - f1) * Res) (4)
Cmes= √(35 / 8) / (2π * (240 - 190) * 27)
Cmes = 246.59 uF
Lces的值可通過如下計算得到：
Lces = ((f2 - f1) * Rres*√(Revc / Zres)) / (2π*f1*f2) (5)
Lces = ((240 - 190)*27*√(8 / 35)) / (2π * 190 * 240)
Lces = 2.25 mH
曲線圖表明了在20 kHz頻點19Ω的阻抗。Levc的值可通過如下計算得到：
Levc = √(Z20kHz2 - Revc2) / (2π * 20kHz) (6)
Levc = √(192 - 82) / (2π * 20kHz)
Levc = 137 uH
已從圖3的曲線圖得出了模型的所有器件值，這些值和采用廠商手冊中的參數得到的計算值接近匹配。
添加Zobel網絡
圖4表明了對揚聲器驅動模型添加了兩個器件(RZ和CZ)：
圖4：包含Zobel網絡(RZ和CZ)的揚聲器驅動模型。
對Zobel網絡，RZ和CZ的計算值如下：
RZ = Revc = 8 Ω
其中，CZ的值由下列公式得到：
CZ = Levc / Revc2 (7)
CZ = 2.14 uF
Zobel網絡的阻抗計算公式為：
ZZobel(f) = RZ + 1 / (j * ω(f) * CZ) (8)
通過式(1)和式(8)的并聯合并，總負載阻抗為：
ZLoad(f) = 1 / (1 / ZZobel(f) + 1 / ZVC(f)) (9)
結果如圖5所示。
圖5：添加Zobel網絡后的VCD阻抗與頻率的比值曲線(計算結果)。
圖6是利用網絡分析儀對合并后的Zobel網絡和聲音繞線驅動阻抗進行測量的結果，該結果與計算值是非常近似相關的。VCD的增加電感已得到近乎全部補償。
圖6：添加Zobel網絡后的VCD阻抗與頻率的比值曲線(測量結果)。
“經驗法則”的結果
為了證明Zobel網絡選取器件時理解揚聲器聲音繞線驅動器參數的重要性，將會采用相同的分析方法來分析“經驗法則” 的器件選取。該例中，RZ仍為8 Ω，且CZ將采用容值為0.1 ?F的標準電容。
利用式(9)，我們可得到如圖7所示的曲線。
圖7：添加Zobel網絡后的VCD阻抗與頻率“經驗法則”值(計算結果)。
這些值和VCD的測量曲線結果是相同的。由此可見，在不知道VCD參數的情況下，由于電感L和電容C的合并，利用標準的“經驗法則”值實際會使得電感感抗更糟。這就是首先采用Zobel網絡理所當然的原因。
集成電路和寄生性
由于芯片的單片集成電路結構，集成電路具有和正規的三極管、電阻等相關的寄生器件。例如，所有的PN結具有電壓相關容抗，這些容抗是和耗盡層相聯系的。
圖8：集成電路寄生性例子。
圖8描述了如果任意輸入輸出管腳引入了低于地的電平，則會出現一個不好的額外“特性”。
圖8所示的是一個描述了兩個外延阱區的集成電路橫截面。左邊的那個阱區有一個N+擴散區，它可以為達到偏置目的與阱區進行適當接觸，而且為電阻使用了一個P型的基極擴散區。第二個阱區是一個NPN型的晶體管，在這個假設的電路中，在輸出級是低(下沉)功率類型的晶體管。該晶體管的集電極與揚聲器的驅動管腳相連。
紅色標注部分是一個由Q1和Q2組成的潛在寄生SCR。Q1的集電極由左邊的EPI阱區形成的，基極是底層部分，發射極是功率NPN三極管的EPI阱區。Q2的集電極是底層部分，因此它是和Q1的基極相連的。Q2的基極由左邊的EPI阱區形成，因此它是和Q1的集電極相連的。最后，Q2的發射極是電阻的P型擴散形成的。
如果由于任何原因該IC音頻放大器的輸出管腳對Q1基-射結的前向偏置引入了充分數量的低于地的電平，則Q1將導通。其集電極電流導致基極電流流入到Q2，使得Q2也處于導通狀態。由于Q2的集電極電流流入Q1的基極，所以將會導致一個再生行為，而且兩個晶體管都將鎖存為ON狀態，本質而言它就是一個SCR。在該例中，SCR的正極連接到+V，一旦+V開啟，則SCR可將引起電源的瞬時短路。通常，電源是不會受到任何損害的，其結果是導致IC的短暫失效或嚴重受損。
在有些情況下，寄生器件的電流增益是非常低的，EPI阱區/底層的體積電阻也將足夠的小，從而阻止SCR導通。因為SCR的概率始終存在，多數的數據手冊在其“絕對最大額定值”部分詳細說明了將-0.3V作為所能接受的最大負電壓。
電感影響為了證明音頻功率放大IC上的Zobel網絡的選取非正確值后的影響，將一個標準的放大器首先和一個具有Zobel網絡特征的揚聲器相連，其中使用了如圖5所示的經計算的器件值。一個脈沖信號注入到輸入端，增加信號的強度直到輸出端處于兼容態(軌對軌)。
圖9：帶有經計算的Zobel器件值的放大器輸出電壓。
圖9可以看出，在一個放大的垂直比例上波形較低的部分表明了輸出電壓大約是高于地的1V電平，這是由于較低輸出的三極管正處于飽和狀態。
然后，將Zobel網絡的器件值變更成“經驗法則”的值，且采用相同的輸入信號強度，可得到下面的波形圖。
圖10：采用“經驗法則”Zobel網絡器件值的放大器輸出電壓。
由此可見，電感迫使輸出端的電壓過沖到-1V的水平。
圖11：放大器輸出電壓(上部分軌跡)和供電管腳電流(較低電壓)。
圖11是負電壓對IC影響的示例。上部分的軌跡(C2)是輸出電壓，下部分軌跡(C3)是流入到供電管腳的電流。當輸出電壓低于地電平時，供電電流將會急劇??達到11A。在該情形下，鎖存機制不會開啟，但假定正確的結果和處理參數，一個四層鎖存器也許會開啟并破壞整個設備。
結論
上述表明，透徹理解音頻揚聲器的參數和適當的選取阻抗修改電路(Zobel網絡)是十分重要的。這確保了VCD電感的影響可以得到有效補償，從而提高放大器的穩定性并消除破壞性的負電壓。
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