系統成本
輸出晶體管尺寸選擇
選擇輸出晶體管尺寸是為了在寬范圍信號調理范圍內降低功耗。當傳導大的IDS時保證VDS很小，要求輸出晶體管的導通電阻（RON）很小（典型值為0.1Ω～0.2Ω）。但這要求大晶體管具有很大的柵極電容（CG）。開關電容柵極驅動電路的功耗為CV2f，其中C是電容，V是充電期間的電壓變化，f是開關頻率。如果電容或頻率太高，這個“開關損耗”就會過大，所以存在實際的上限。因此，晶體管尺寸的選擇是傳導期間將IDS× VDS損失降至最小與將開關損耗降至最小之間的一個折衷。在高輸出功率情況下，功耗和效率主要由傳導損耗決定，而在低輸出功率情況下，功耗主要由開關損耗決定。功率晶體管制造商試圖將其器件的RON×CG減至最小以減少開關應用中的總功耗，從而提供開關頻率選擇上的靈活性。
輸出級保護
輸出級必須加以保護以免受許多潛在危險條件的危害：
過熱：盡管D類放大器輸出級功耗低于線性放大器，但如果放大器長時間提供非常高的功率，仍會達到危害輸出晶體管的水平。為了防止過熱危險，需要溫度監視控制電路。在簡單的保護方案中，當通過一個片內傳感器測量的溫度超過熱關斷安全閾值時，輸出級關斷，并且一直保持到冷卻下來。除了簡單的有關溫度是否已經超過關斷閾值的二進制指示以外，傳感器還可提供其它的溫度信息。通過測量溫度，控制電路可逐漸減小音量水平，減少功耗并且很好地將溫度保持在限定值范圍內，而不是在熱關斷期間強制不發出聲音。
輸出晶體管過流：如果輸出級和揚聲器端正確連接，輸出晶體管呈低導通電阻狀態不會出現問題，但如果這些結點不注意與另一個結點或正、負電源短路，會產生巨大的電流。如果不經核查，這個電流會破壞晶體管或外圍電路。因此，需要電流檢測輸出晶體管保護電路。在簡單保護方案中，如果輸出電流超過安全閾值，輸出級關斷。在比較復雜的方案中，電流傳感器輸出反饋到放大器中，試圖限制輸出電流到一個最大安全水平，同時允許放大器連續工作而無須關斷。在這個方案中，如果限流保護無效，最后的手段是強制關斷。有效的限流器還可在由于揚聲器共振出現暫時的大瞬態電流時保持放大器安全工作。
欠壓：大多數開關輸出級電路只有當正電源電壓足夠高時才能正常工作。如果電源電壓太低，出現欠壓情況，就會出現問題。這個問題通常通過欠壓???路來處理，只有當電源電壓大于欠壓??閾值時才允許輸出級工作。
輸出晶體管導通時序：MH和ML輸出級晶體管（見圖6）具有非常低的導通電阻。因此，避免MH和ML同時導通的情況很重要，因為它會產生一個從VDD到VSS的低電阻路徑通過晶體管，從而產生很大的沖擊電流。最好的情況是晶體管發熱并且消耗功率；最壞的情況是晶體管可能被毀壞。晶體管的先開后合控制通過在一個晶體管導通之前強制兩個晶體管都斷開以防止沖擊電流情況發生。兩個晶體管都斷開的時間間隔稱為非重疊時間或死區時間。
輸出級晶體管的先合后開開關。
注：SWITCHING OUTPUT STAGE = 開關輸出級
NONOVERLAP TIME = 非重疊時間
ON = 導通
OFF = 斷開
音質
在D類放大器中，要獲得好的總體音質必須解決幾個問題。
“咔嗒”聲：當放大器導通或斷開時發出的咔嗒聲非常討厭。但不幸的是，它們易于引入到D類放大器中，除非當放大器靜噪或非靜噪時特別注意調制器狀態、輸出級時序和LC濾波器狀態。
信噪比（SNR）：為了避免放大器本底噪聲產生的嘶嘶聲，對于便攜式應用的低功率放大器，SNR通常應當超過90 dB，對于中等功率設計SNR應當超過100 dB，對于大功率設計應當超過110 dB。這對于各種放大器是可以達到的，但在放大器設計期間必須跟蹤具體的噪聲源以保證達到滿意的總體SNR。
失真機理：失真機理包括調制技術或調制器實現中的非線性，以及為了解決沖擊電流問題輸出級所采用的死區時間。
在D類調制器輸出脈寬中通常對包含音頻信號幅度的信息進行編碼。用于防止輸出級沖擊電流附加的死區時間會引入非線性時序誤差，它在揚聲器產生的失真與相對于理想脈沖寬度的時序誤差成正比。用于避免沖擊最短的死區時間對于將失真減至最小經常是最有利的；欲了解優化開關輸出級失真性能的詳細設計方法請參看深入閱讀資料2。
其它失真源包括：輸出脈沖上升時間和下降時間的不匹配，輸出晶體管柵極驅動電路時序特性的不匹配，以及LC低通濾波器元器件的非線性。
電源抑制 (PSR)：在圖2所示的電路中，電源噪聲幾乎直接耦合到輸出揚聲器，具有很小的抑制作用。發生這種情況是因為輸出級晶體管通過一個非常低的電阻將電源連接到低通濾波器。濾波器抑制高頻噪聲，但所有音頻頻率都會通過，包括音頻噪聲。關于對單端和差分開關輸出級電路電源噪聲影響的詳細說明請參看深入閱讀材料3。
如果不解決失真問題和電源問題，就很難達到PSR優于10 dB，或總諧波失真（THD）優于0.1%。甚至更壞的情況，THD趨向于有害音質的高階失真。
幸運的是，有一些好的解決方案來解決這些問題。使用具有高環路增益的反饋（正如在許多線性放大器設計中所采用的）幫助很大。LC濾波器輸入的反饋會大大提高PSR并且衰減所有非LC濾波器失真源。LC濾波器非線性可通過在反饋環路中包括的揚聲器進行衰減。在精心設計的閉環D類放大器中，可以達到PSR > 60 dB和THD < 0.01%的高保真音質。
但反饋使得放大器的設計變得復雜，因為必須滿足環路的穩定性（對于高階設計是一種很復雜的考慮）。連續時間模擬反饋對于捕獲有關脈沖時序誤差的重要信息也是必需的，因此控制環路必須包括模擬電路以處理反饋信號。在集成電路放大器實現中，這會增加管芯成本。
為了將IC成本減至最低，一些制造商喜歡不使用或使用最少的模擬電路部分。有些產品用一個數字開環調制器和一個模數轉換器來檢測電源變化，并且調整調制器行為以進行補償，這可以參看深入閱讀資料3。這樣可以改善PSR，但不會解決任何失真問題。其它的數字調制器試圖對預期的輸出級時序誤差進行預補償，或對非理想的調制器進行校正。這樣至少會處理一部分失真源，但不是全部。對于音質要求寬松的應用，可通過這些開環D類放大器進行處理，但對于最佳音質，有些形式的反饋似乎是必需的。
調制技術
D類放大器調制器可以有多種方法實現，擁有大量的相關研究和知識產權支持。本文只介紹基本概念。 所有的D類放大器調制技術都將音頻信號的相關信息編碼到一串脈沖內。通常，脈沖寬度與音頻信號的幅度相聯系，脈沖頻譜包括有用的音頻信號脈沖和無用的（但無法避免）的高頻成分。在所有方案中，總的綜合高頻功率大致相同，因為在時域內波形的總功率是相同的，并且根據Parseval定理，時域功率必須等于頻域功率。但是，能量分布變化很大：在有些方案中，低噪聲本底之上有高能量音調，而在其它方案中，能量經過整形消除了高能量音調，但噪聲本底較高。
最常用的調制技術是脈寬調制（PWM）。從原理上講，PWM是將輸入音頻信號與以固定載波頻率工作的三角波或斜波進行比較。這在載波頻率條件下產生一串脈沖。在每個載波周期內，PWM脈沖的占空比正比于音頻信號的幅度。在圖7的例子中，音頻輸入和三角波都以0 V為中心，所以對于零輸入，輸出脈沖的占空比為50%。對于大的正輸入，占空比接近100%，對于大的負輸入，占空比接近0%。如果音頻幅度超過三角波的幅度，就會發生全調制，這時脈沖串停止開關，占空比在具體周期內為0%或100%。
PWM之所以具有吸引力是因為它在幾百千赫PWM載波頻率條件下（足夠低以限制輸出級開關損失）允許100 dB或更好的音頻帶SNR。許多PWM調制器在達到幾乎100%調制情況下也是穩定的，從原理上允許高輸出功率，達到過載點。但是，PWM存在幾個問題：首先，PWM過程在許多實現中會增加固有的失真（參看深入閱讀資料4）；其次，PWM載波頻率的諧振在調幅（AM）無線電波段內會產生EMI；最后，PWM脈寬在全調制附近非常小。這在大多數開關輸出級柵極驅動電路中會引起問題，因為它們的驅動能力受到限制，不能以重新產生幾納秒（ns）短脈寬所需要的極快速度適當開關。因此，在基于PWM的放大器中經常達不到全調制，可達到的最大輸出功率要小于理論上的最大值，即只考慮電源電壓、晶體管導通電阻和揚聲器阻抗的情況。
一種替代PWM的方案是脈沖密度調制（PDM），它在給定時間窗口（脈沖寬度）的脈沖數正比于輸入音頻信號的平均值。其單個的脈寬不像PWM那樣是任意的，而是調制器時鐘周期的“量化”倍數。1 bit Σ-Δ調制是PDM的一種形式。
Σ-Δ調制中的大量高頻能量分布在很寬的頻率范圍內，而不是像PWM那樣集中在載波頻率的倍頻處，因而Σ-Δ調制潛在的EMI優勢要好于PWM。在PDM采樣時鐘頻率的鏡像頻率處，能量依然存在；但在3 MHz～6 MHz典型時鐘頻率范圍，鏡像頻率落在在音頻頻帶之外，并且被LC低通濾波器強烈衰減。
Σ-Δ調制的另一個優點是最小脈寬是一個采樣時鐘周期，即使是對于接近全調制的信號條件。這樣簡化了柵極驅動器設計并且允許按照理論上的全功率安全工作。盡管如此，1 bitΣ-Δ調制在D類放大器中不經常使用（參看深入閱讀資料4），因為傳統的1 bit調制器只能穩定到50%調制。還需要至少6?倍過采樣以達到足夠的音頻帶SNR，因此典型的輸出數據速率至少為1 MHz并且功率效率受到限制。
最近已經開發出自振蕩放大器，例如在深入閱讀資料5中介紹的一種。這種放大器總是包括一個反饋環路，以環路特性決定調制器的開關頻率，代替外部提供的時鐘。高頻能量經常要比PWM 分布平坦。由于反饋的作用可以獲得優良的音質，但該環路是自振蕩的，因此很難與任何其它開關電路同步，也很難連接到無須先將數字信號轉換為模擬信號的數字音頻源。
全橋電路（見圖3）可使用“三態”調制以減少差分EMI。在傳統的差分工作方式中，半橋A的輸出極性必須與半橋B的輸出極性相反。只存在兩種差分工作狀態：輸出A高，輸出B低；輸出A低，輸出B高。但是，還存在另外兩個共模狀態，即兩個半橋輸出的極性相同（都為高或都為低）。這兩個共模狀態之一可與差分狀態配合產生三態調制，LC濾波器的差分輸入可為正、零或負。零狀態可用于表示低功率水平，代替兩態方案中在正狀態和負狀態之間的開關。在零狀態期間，LC濾波器的差分動作非常小，雖然實際上增加了共模EMI，但減少了差分EMI。差分優勢只適用于低功率水平，因為正狀態和負狀態仍必須用于對揚聲器提供大功率。三態調制方案中變化的共模電壓電平對于閉環放大器是一個設計挑戰。
PWM原理和例子。
注：SAMPLE AUDIO IN = 采樣音頻輸入
PWM OUT = PWM輸出
TRIANGLE WAVE = 三角波
PWM CONCEPT = PWM原理
PWM EXAMPLE = PWM例子
SINE = 正弦波
AUDIO INPUT = 音頻輸入
PULSES = 脈沖
PWM OUTPUT = PWM輸出
EMI處理
D類放大器輸出的高頻分量值得認真考慮。如果不正確理解和處理，這些分量會產生大量EMI并且干擾其它設備的工作。
兩種EMI需要考慮：輻射到空間的信號和通過揚聲器及電源線傳導的信號。D類放大器調制方案決定傳導EMI和輻射EMI分量的基線譜。但是，可以使用一些板級的設計方法減少D類放大器發射的EMI，而不管其基線譜如何。
一條有用的原則是將承載高頻電流的環路面積減至最小，因為與EMI相關的強度與環路面積及環路與其它電路的接近程度有關。例如，整個LC濾波器（包括揚聲器接線）的布局應盡可能地緊密，并且保持靠近放大器。電流驅動和返回路印制線應當集中在一起以將環路面積減至最小（揚聲器使用雙絞線對接線很有幫助）。
另一個要注意的地方是當輸出級晶體管柵極電容開關時會產生大的瞬態電荷。通常這個電荷來自儲能電容，從而形成一個包含兩個電容的電流環路。通過將環路面積減至最小可降低環路中瞬態的EMI影響，意味著儲能電容應盡可能靠近晶體管對它充電。
有時，插入與放大器電源串聯的RF扼流線圈很有幫助。正確布置它們可將高頻瞬態電流限制在靠近放大器的本地環路內，而不會沿電源線長距離傳導。
如果柵極驅動非重疊時間非常長，揚聲器或LC濾波器的感應電流會正向偏置輸出級晶體管端的寄生二極管。當非重疊時間結束時，二極管偏置從正向變為反向。在二極管完全斷開之前，會出現大的反向恢復電流尖峰，從而產生麻煩的EMI源。通過保持非重疊時間非常短（還建議將音頻失真減至最小）使EMI減至最小。如果反向恢復方案仍不可接受，可使用肖特基（Schottky）二極管與該晶體管的寄生二極管并聯，從而轉移電流并且防止寄生二極管一直導通。這很有幫助，因為Schottky二極管的金屬半導體結本質上不受反向恢復效應的影響。
具有環形電感器磁芯的LC濾波器可將放大器電流導致的雜散現場輸電線影響減至最小。在成本和EMI性能之間的一種好的折衷方法是通過屏蔽減小來自低成本鼓形磁芯的輻射，如果注意可保證這種屏蔽可接受地降低電感器線性和揚聲器音質。
LC濾波器設計
為了節省成本和PCB面積，大多數D類放大器的LC濾波器采用二階低通設計。圖3示出一個差分式二階LC濾波器。揚聲器用于減弱電路的固有諧振。盡管揚聲器阻抗有時近似于簡單的電阻，但實際阻抗比較復雜并且可能包括顯著的無功分量。要獲得最佳濾波器設計效果，設計工程師應當總是爭取使用精確的揚聲器模型。
常見的濾波器設計選擇目的是為了在所需要的最高音頻頻率條件下將濾波器響應下降減至最小以獲得最低帶寬。如果對于高達20 kHz頻率，要求下降小于1 dB，則要求典型的濾波器具有40 kHz巴特沃斯（Butterworth）響應（以達到最大平坦通帶）。對于常見的揚聲器阻抗以及標準的L值和C值，下表給出了標稱元器件值及
其相應的近似Butterworth響應：
如果設計不包括揚聲器反饋，揚聲器THD會對LC濾波器元器件的線性度敏感。
電感器設計考慮因素：設計或選擇電感器的重要因素包括磁芯的額定電流和形狀，以及饒線電阻。
額定電流：選用磁芯的額定電流應當大于期望的放大器的最高電流。原因是如果電流超過額定電流閾值并且電流密度太高，許多電感器磁芯會發生磁性飽和，導致電感急劇減小，這是我們所不期望的。
通過在磁芯周圍饒線而形成電感器。如果饒線匝數很多，與總饒線長度相關的電阻很重要。由于該電阻串聯于半橋和揚聲器之間，因而會消耗一些輸出功率。如果電阻太高，應當使用較粗的饒線或選用要求饒線匝數較少的其它金屬材質的磁芯以提供需要的電感。
最后，不要忘記所使用的電感器的形狀也會影響EMI，正如上面所提到的。
系統成本
在使用D類放大器的音頻系統中，有哪些重要因素影響其總體成本? 我們怎樣才能將成本減至最低? D類放大器的有源器件是開關輸出級和調制器。構成該電路的成本大致與模擬線性放大器相同。真正需要考慮的折衷是系統的其它元器件。
D類放大器的低功耗節省了散熱裝置的成本（以及PCB面積），例如，散熱片或風扇。D類集成電路放大器可采用比模擬線性放大器尺寸小和成本低的封裝。當驅動數字音頻源時，模擬線性放大器需要數模轉換器（DAC）將音頻信號轉換為模擬信號。對于處理模擬輸入的D類放大器也需如此轉換，但對于數字輸入的D類放大器有效地集成了DAC功能。
另一方面，D類放大器的主要成本缺點是LC濾波器。LC濾波器的元器件，尤其是電感器，占用PCB面積并且增加成本。在大功率放大器中，D類放大器的總體系統成本仍具有競爭力，因為在散熱裝置節省的大量成本可以抵消LC濾波器的成本。但是在低成本、低功耗應用中，電感器的成本很高。在極個別情況下，例如，用于蜂窩電話的低成本放大器，放大器IC的成本可能比LC濾波器的總成本還要低。即使是忽略成本方面的考慮，LC濾波器占用的PCB面積也是小型應用中的一個問題。 為了滿足這些考慮，有時會完全取消LC濾波器，以采用無濾波放大器設計。這樣可節省成本和PCB面積，雖然失去了低通濾波器的好處。如果沒有濾波器，EMI和高頻功耗的增加將會不可接受，除非揚聲器采用電感式并且非常靠近放大器，電流環路面積最小，而且功率水平保持很低。盡管這種設計在便攜式應用中經常采用，例如，蜂窩電話，但不適合大功率系統，例如，家庭音響。
另一種方法是將每個音頻通道所需要的LC濾波器元器件數減至最少。這可以通過使用單端半橋輸出級實現，它需要的電感器和電容器數量是差分全橋電路的一半。但如果半橋輸出級需要雙極性電源，那么與產生負電源相關的成本可能就會過高，除非負電源已經有一些其它目的，或放大器有足夠多的音頻通道，以分攤負電源成本。另外，半橋也可從單電源供電，但這樣會降低輸出功率并且經常需要使用一個大的隔直流電容器。
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