摘要：本文提出的驅動電路由幾個相同的模組電路組成，這個模組電路主要是電容和二極體元件。與使用交流線輸入的轉換器相比，串列充電、并行充電的工作模式使這種驅動電路具備更高的效率。文中同時還會提出怎樣在相同LED數量的前提下將模組電路的數量減至最少。實驗結果表明，以220Vrms的交流線電壓作為輸入，對22個串聯LED進行驅動時，原型機的效率達到了95%。
一、引言
一直以來，LED照明應用吸引了廣泛的關注。隨著制作工藝、器件設計和裝配技術的不斷改進[1][2]，人們期望LED可以取代目前的白熾燈和熒光燈。LED器件的發展同時也帶動了驅動電路的發展，驅動電路對于提升性能和降低LED成本也起到至關重要的作用。圖1所示的LED驅動電路屬于降壓型DC/DC轉換器[3]，它所使用的元件數量比較少。但是象圖1那樣的DC/DC轉換器與文獻[4]中提及的反激轉換器都要使用到體積比較大的磁性元件，比如變壓器或者電感。當使用交流線作為輸入的時候，大rms數值的電流會引起過多的功率損耗。由鑒于些，通常會在驅動電路中使用電荷泵，本文提出的電荷泵電路可以進行串列充電（series-charge）和并行放電（parallel-discharge），圖2顯示了它的基本結構。由圖可見，電路包括快速恢復二極體（fast recovery diode）和電容，但沒有使用到電感。
下面將詳細介紹這個驅動電路的細節；然后會著重敘述使用低壓IC和級聯（cascade）電路驅動柵極信號（gate signal）的工作原理；文章最后給出原型機的實驗測試結果，并在此基礎上得出結論。
二、電路描述
電路見圖2(a)，其中的電容作為儲能元件給負載提供能量。從電路結構上看，這種電路可以被看成是由幾個完全相同的模組電路（即圖中一個電容和三個二極體構成的電路）組成的。不難理解，其輸出功率可以通過增加或者減少模組電路的數量來進行調節。從圖2(b)所示的開關動作時序可以看到，M1的開關狀態與M2相反，它們形成的脈沖電流可以驅動輸出端的LED。如果LED的平均電流保持恒定，脈沖電流不會影響到發射光學功率（emitted optical power）。
圖3(a)和圖3(b)分別顯示了充電和放電過程的等效電路，Vd表示二極體的向前電壓（forward voltage），rc代理電容的串聯電阻，RL是假定在充電間隔時Ion不變的情況下LED負載的大小。如果M1為開啟狀態，電源電流流經電容和二極體，并且給電容進行充電，見圖(3)a。電容兩端的電壓根據使用模組電路的數量而有所不同，它可以由下列等式計算：
 （1）
其中n是模組電路的數量，Vcap是電容兩端的電壓。圖3(b)則表示如果M2被開啟，每個電容作為電壓源給LED提供電流，此時LED的電壓可由等式（2）表示，效率由等式3和等式4進行計算。在這里，“~”表示的是穩態值（steady-state value），d是負荷比率（duty ratio）[6]。
 （2）
 （3）
 （4）
因此，由這里可以看出，驅動電路的效率并不依賴于寄生元件的數值、或者開關頻率，它甚至不受負載大小的影響。它只受輸出電壓和輸入電壓比率，以及電容數量的影響。
三、LED驅動電路的控制
1、高壓floating開關的驅動方法
圖4顯示的驅動電路包括了M1、M2和電荷泵。在這里，高壓IC用來驅動處于floating工作狀態的M2。但是如果要涉足低成本的LED照明市場的話，采用低壓IC將更具優勢。因此，圖4驅動高壓floating開關所采用的方法使用了低壓IC，即圖中的U1。
如果M1被開啟，M2的柵極通過D4放電。所以M2被關閉，此時C1由U1的電源進行充電，即圖5(a)中的Vb。然后，如果M1被關閉，VC的大小被拉到高電壓，Q2則由R2兩端的電壓觸發，見圖5(b)。圖5(c)顯示了由Q1和Q2構成的pnpn結構怎樣通過負反饋動作迅速的給M2的柵極進行充電。通過R3和C2的大小進行調節，可以控制M2開啟動作的延遲時間。
2、級聯（cascade）結構的電荷泵
上述的電路還需要進行改進來降低輸出功率。等式2計算的是單個電荷泵的驅動電路在LED上產生的電壓。如果要提高對負載的驅動能力，就要增加電荷泵的數量，而這同時也增加了元件的數量。但是，電荷泵電路可以被轉換成cascade結構的電路以便有效的減少元件數量，如圖6所示。當第一級電路處在充電狀態的時候，與其并聯的第二級電路則為放電狀態，這是因為M1和M2的柵極信號此時為反相位。在采用了cascade結構的電路以后，LED兩端的電壓可以用等式5來表示。
 （5）
在等式5中，nn是在第n級電路中的模組數量，此時，忽略二極體的向前偏置電壓以及電容的串聯電阻。在單級驅動電路中、cas-cade級驅動電路中的模組數量可以由下列等式表達。
n=n1n2n3…nn （6）
為了給LED傳輸相同的功率，應滿足：
n>n1+n2+n3+…+nn （7）
其中n是單級電荷泵驅動電路中模組的數量，n1到nn的總和是在cas-cade結構驅動電路的模組數量。
假設LED的輸出電壓是輸入電壓的1/16。單級電路需要16個模組，也就是需要16個電容以及48個二極體。但是在cascade結構的電路里，如果第一和第二級電路只要具備4個電容就可以輸出相同的電壓。在這種結構的電路里，總共使用了8個電容和24個二極體，即總元件的使用數量降低了50%。由此得出結論，模組化的LED驅動電路在被轉換成cas-cade結構的電路后能有效的降低元件的數量。
假設Ionn在第n級電路中是不變的，圖7顯示了普通的電荷泵驅動電路的等效電路，它的效率可以由等式8、9、10進行計算。
 （8）
 ， （9）
 （10）
因此就得出之前的結論，即驅動電路的效率同時取決于輸出電壓和輸入電壓的比率，以及每級電路中的電荷泵模組所增加的電容數量。
四、實驗結果
原型機的電路原理圖見圖2(a)。這里采用了單級電路的方案，總共四個模組電路。白光LED的型號是W42180，其閥值電壓為2.5V。在電壓為220Vrms的時候，充電電容決定了充電和放電的時間，原型機中使用的充電電容為1uF。
圖8顯示了一個用于驅動高壓floating開關的波形。在圖8(a)里，Vds1是M1的漏極?柵極電壓，其中源極連接到地。Vgs2是浮動開關的柵極-源極電壓，即圖中的M2，它連接至負載LED。圖8(a)的波形是在M2關閉、M1開啟的瞬間獲取的。在這個過程中，Vgs2引導Vds1，這樣避免了出現直通短路的問題。圖8(b)證實了一點，輸出電流并不存在任何峰值脈沖。
圖9分別顯示了在1kHz、5kHz和10kHz的開關頻率下，驅動22個LED陣列情況下的輸出電壓和輸出電流的波形。LED的工作電流呈現為指數曲線，并且它隨著開關頻率不斷變小而有足夠的放電時間。此時，LED的峰值電壓在75V左右，峰值電流則在600mA左右。
由圖10可以看出，改變開關頻率的大小，輸出功率也會隨之改變，并且當頻率達到20kHz以后功率就沒有太大的改變，這點反映在圖上則表示為20kHz后的曲線變得平坦。這樣只有在頻率為20kHz以下才能控制發光的灰度。LED數量越少，輸出功率隨著頻率的改變就越大，這是因為LED兩端的電壓已經由模組電路所固定。
圖11顯示了效率與頻率之間的關系。在驅動22個LED的時候，開關頻率為10kHz的情況下，最大的效率為95%。隨著頻率的增高，效率會因為開關損耗的原因而降低。圖12表示的是在固定的輸出功率下的功率效率。最大的效率在90%左右，并且對于不同的輸出功率來說，要獲得最大的效率必須使用不同數量的LED。例如，如果設計LED照明應用的輸出功率為12W，選擇23個LED可以實現很好的效率。圖13為實驗制作的原型機。
五、結論
傳統的LED驅動電路包含了體積較大的磁性元件，并且會由于rms電流過大而產生功率損耗。本文提出的驅動電路以電容和二極體組成的模組為基礎，并且輸出功率可以很容易的根據模組電路的數量來進行調整。串列充電和并行放電的方法可以將輸入功率有效的傳輸到LED，因此它能比傳統驅動電路實現更好的效率。總體電路的效率只受輸出電壓與輸入電壓比率的影響，所使用的電容的數量同樣影響效率。
同樣的，文中的電路所使用的控制模式和電路架構也具有參考意義。使用低壓IC來驅動高壓浮動開關的方法實現了低成本的設計要求，即便是在考慮了使用周邊元件的前提下。與單級結構的電路相比，使用cascade結構的電荷泵電路能使用更少的元件實現所需的LED電壓。因此，可以認為cascade結構的電路可以有效的降低元件的使用數量，并且最終降低總體電路的成本。表1給出了不同LED驅動電路的特征，從中可以看到，本文提出的驅動電路有效的改善了效率。 |
