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引言
隨著汽車啟停技術(引擎空閑時自動關閉)應用的日益廣泛，越來越多的汽車系統必須工作在低輸入電壓。熱啟動(此時電池電壓可下降達6V)和冷啟動(此時電池電壓可下降達3V)期間，會發生此類低輸入電壓。本文介紹可承受汽車全輸入電壓范圍(包括冷啟動和拋負載條件)的中間電壓8V開關電源。電源保證為常見子系統提供穩定的8V電源，例如CD驅動器、LCD，以及現代信息娛樂系統中的無線電模塊。為避免AM和FM波段干擾，開關電源工作在2MHz固定頻率，成為無線電系統的理想方案。

低輸入電壓功能的重要性及EMI要求
圖1所示為要求不同架構方案的常見汽車系統。
主電源為3.3V的系統中，具有低壓差的前端降壓轉換器就可以滿足要求(情形1)。此外，升壓轉換器可工作在3.3V，能夠調節到5V(例如用于CAN總線收發器)或其它更高電壓(情形2)。工作在5V或更高電壓軌的系統要求前端“預升壓”，以確保降壓轉換器的輸入電壓不會下降至規定電壓以下(情形3)。

圖1 汽車電源解決方案
低電磁輻射(EMI)也是對汽車電源的一項關鍵要求，尤其在敏感的AM波段。這里所介紹設計的開關轉換器工作在AM波段以上，即保證頻率高于1.71MHz(中波的上段)，滿足這一要求，使開關轉換器工作在高頻還可減小外部無源元件的尺寸和成本。

汽車開關電源的關鍵設計參數
圖2所示為開關電源原理圖。該電源包括4.5V至40V升壓控制器(IC1)和36V降壓控制器(IC2)，以及實現正常工作的附加電路。兩片IC與外部2MHz方波邏輯信號同步，該信號由微控制器或專用IC提供。這種方法使得在為電源選擇最優開關頻率時具有很大靈活性。電池在正常工作期間，禁止IC1、IC2調節器將OUTB節點電壓穩定在8V。電池電壓在冷啟動期間下降時，使能IC1，將OUTA節點的電壓升高。這允許IC2將OUTB節點的電壓穩定在8V。由于兩片IC的高可靠性，整個設計可承受高達40V的汽車拋負載。系統經過配置并測試，其主輸出(OUTB)可提供20W功率(8V@2.5A)，修改外部元件后甚至可提供更高輸出功率。(參見下文中關于IC1和IC2的最優外部元件的討論。)

圖2 開關電源原理圖中包括升壓控制器(IC1，MAX15005)和降壓控制器(IC2，MAX16952)
外部元件優化IC2性能
輸出電壓和開關頻率
為了在OUTB節點調節8V電壓，必須選擇正確的反饋電阻分壓器(由電阻R22和R21組成)。注意，IC2的數據資料建議低邊電阻小于100kΩ。為R22選擇51kΩ低邊電阻分壓器，必須根據式1選擇高邊電阻分壓器：
(式1)
式中，VFB = 1V (典型值)。
為R21選擇標準電阻值360kΩ，產生的典型輸出電壓值為：
(式2)
假設電阻容限為1%，整個開關電源的最小和最大電壓值(OUTB)為：
(式3)

(式4)
式中，VFB(MIN)為0.985V，VFB(MAX)為1.015V。
根據數據資料建議，外部頻率必須高于IC內部所選頻率的110%。由于我們將IC2的開關頻率與外部2MHz信號同步，所以我們所選內部振蕩器電阻R16必須將內部開關頻率設定在低于1.8MHz。出于這一原因，我們為R16選擇30kΩ電阻。為使IC2以2MHz固定頻率開關，必須避免壓差條件。該IC可避免壓差，直到關斷時間(tOFF)長于100ns(典型值)。這意味著系統的最大占空比不得超過：
(式5)
考慮到降壓調節器IC2的效率(Eff)為90%，能夠確保2MHz固定頻率開關的最小輸入電壓(OUTA)為：
(式6)
這意味著OUTA電壓不得低于11.11V門限。為保證OUTA電壓總是高于11.11V，電池電壓(IN節點)低于11.5V時，必須使能IC1。這樣就為電感L1和肖特基二極管D2上的壓降留出了大約390mV的裕量。
40V拋負載尖峰期間，OUTA電壓達到其高壓值，IC2必須將其輸出穩定在8V。所以，拋負載尖峰期間，IC2的占空比應為：
(式7)
器件的最小導通時間(tON)為80ns(典型值)，使其能夠達到的最小占空比為：
(式8)
開關頻率為2MHz。
最小0.16占空比確保在40V拋負載期間實現8V穩壓。

電感和電流檢測
如果您通過使用大電感值減小電感尖峰電流，則可提高IC2的效率。然而，實現這點需要更大的印制電路板(PCB)面積，并使負載調整率變差。作為一種可接受的折衷，可選擇電感值使LIR(電感峰-峰電流與直流平均電流之比)等于或小于0.3。參考圖3考慮下式：

圖3 IC2 (MAX16952)的電感電流
(式9)
(式10)
(式11)
將這些公式合并，得到的公式可計算出L值：
(式12)
所以，常規條件下(OUTA = 12V)實現LIR因子等于或小于0.3的最小電感值為：

(式13)
L2采用標準電感2.2µH，得到的LIR因子為0.24，電感峰值電流為：
(式14)
當R20檢測電阻上的電壓達到68mV(最小值)時，觸發限流。為電感容限保留一定裕量，使檢測電阻的壓降在電感電流達到峰值(IPEAK)時為限流門限的60%，從而確定檢測電阻大小：
(式15)
因此，為R20選擇標準電阻值15mΩ。
優化IC1的外部元件
UVLO門限
為升壓轉換器IC1選擇外部元件的第一步是確定外部欠壓鎖定(UVLO)門限，通過選擇連接在主輸入IN引腳、ON/OFF引腳和地之間的電阻分壓器實現。對于該設計，我們在輸入電壓低于5V時關斷器件；假設冷啟動階段具有較高電壓。為R5選擇100kΩ電阻后，利用式16選擇R4電阻值：
(式16)
所以為R4選擇標準電阻值300kΩ。
過壓輸入(OVI)
如上文針對IC2的討論，我們必須保證OUTA節點的電壓不低于11.11V，以使降壓控制器不超出穩壓范圍。考慮到這一電壓門限，并為電感L1和二極管D2增加合理的壓降，IC1必須在IN電壓下降至11.5V以下時導通。然而，為優化效率，電池電壓為正常值(IN = 12V)時，IC1不得工作。
為實現這一目的，利用連接在IN引腳、OVI引腳及地之間的電阻分壓器根據主電源值使能或禁用IC1。所以，當OVI引腳上的電壓超過1.228V電壓門限時，禁用IC1；當OVI引腳電壓下降至1.228V時，IC1導通，典型滯回為125mV。選擇低邊R2電阻分壓器等于20kΩ，考慮到IC1在輸入電壓上升至11.6V以上時應關斷，必須根據式17選擇高邊R1電阻分壓器：
(式17)
采用標準170kΩ R1電阻，當電源電壓上升至11.67V以上時，禁用IC1。這為額定12V IN電池電壓保留了330mV裕量。考慮到OVI比較器上的滯回，我們可估算使能IC1的主電源電壓降值：

(式18)
該結果證明滯回太大。我們必將將其降低，使主電源上的電壓降門限至少為11.5V，可通過在OVI引腳和SS引腳之間增加串聯電阻和肖特基二極管(R3和D1)實現。禁用IC1時，SS引腳內部連接至地，將R3與R2并聯，有效減小滯回。R3使用180kΩ電阻，忽略二極管壓降，主電源上的新電壓降門限變為：

(式19)
采用這一配置，有可能在輸入電壓上升和下降沿達到目標門限。注意，如果可行，另一種替代方法為使用外部比較器，以監測主電源并直接驅動OVI輸入引腳。

輸出電壓
為維持2MHz固定開關頻率，如IC1數據資料所述，所有應用條件下都有必要考慮170ns的最小tON。最小tON造成最小占空比為34%(采用2MHz開關頻率)，這限制了IC可調節的最小輸出電壓。請參見圖4。為估算該電壓門限，必須考慮升壓調節器的占空比公式：
(式20)
輸入電壓(VIN)為最大值(本設計中為11.67V)且IC1工作時達到最小占空比。通過改寫式20，可估算出在此限制條件下的IC1的最小穩壓輸出：
(式21)

圖4 IC1 (MAX15005)的電感電流
以上計算條件為最小占空比和最大輸入電壓，考慮肖特基二極管D2上的壓降為0.3V，并忽略NMOS N1上的壓降。所以，IC1必須將輸出電壓調節至17.38V以上，以確保所有工作條件下的開關頻率均為2MHz。
通過為低邊反饋電阻分壓器R13選擇10kΩ電阻，可以計算出高邊反饋電阻分壓器R14：
(式22)
式中，VFB(MIN) = 1.215V。
最后，R14使用1%容限的137kΩ電阻，IC1調節的最小輸出電壓為：
(式23)
這確保IC1的開關頻率總是固定為2MHz。
假設該設計的輸出功率等于20W (8V@2.5A)，IC2的效率為90%，則IC1的輸出功率必須至少為22.3W。所以，考慮到17.53V調節輸出電壓，IC1的平均輸出電流為1.27A。利用IC1調節較高輸出電壓時，降低輸出電流，從而要求低成本D2肖特基二極管。然而，輸出電容C7必須能夠承受IC1本身調節的輸出電壓。

同步和最大占空比
為保證IC1開關頻率的外部同步，頻率必須至少比設置的內部振蕩器頻率高102%。為R6選擇7kΩ電阻，為C4選擇100pF電容，IC1的內部振蕩器頻率大約為1MHz，允許外部同步頻率為2MHz。
SYNC輸入檢測到同步信號上升沿時，電容C4通過內部1.33mA(典型值)電流源放電。當該電容上的電壓(RTCT引腳)達到500mV時，電容C4通過連接至VREG5引腳的R6充電，直到檢測到下一同步信號上升沿。放電時間(TDISCHARGE)決定調節器的最小tOFF。如果該時間小于160ns(如本例中)，最小tOFF箝位至160ns。實際上，假設充電時間(TCHARGE)為340ns (TP = 500ns)，RTCT上的電壓增加：
(式24)
考慮到放電階段的凈放電電流為615μA1，RTCT引腳上所增加電壓的放電時間等于：
(式25)
160ns最小tOFF意味著最大占空比為68%。再次將升壓調節器占空比公式應用到本例(式20)，要求最大占空比(較低輸入電壓，本例中為5V)，IC1將OUTA引腳上的最大電壓調節至：
(式26)
該電壓值保證IC2不工作在壓差條件。

電感選擇
升壓調節器的最小輸出電流約束電感值的選擇。為確保調節器IC1總是工作在連續模式，最小電感值為：
(式27)
該設計中，最差條件為VIN處于其最大值(11.67V)時，對應占空比為37%。
當8V節點的最小電流為1A，降壓轉換器IC2的效率為90%時，降壓調節器的最小輸出功率變為9.44W。該功率對應于538mA最小輸出電流IOUTA(MIN)，由升壓調節器源出。綜合考慮這些情況，解式27，最小電感值為1.32μH。對于本設計，為L1選擇2.2μH電感。

電流檢測
當檢測電阻上的電壓達到典型值305mV時，觸發IC1的限流。所以，為正確選擇該電阻，必須計算升壓電感中的峰值電流：
(式28)
輸入電壓為其最小值時，達到峰值。本例中為5V，最大占空比為68%。如在式26中的計算，升壓輸出電壓(OUTA引腳)為15.32V，要求1.46A的IOUTA電流，以為IC2提供必要功率。最差情況下，電感峰值電流為4.95A。為保留合適裕量，將檢測電阻設計為在電感電流達到峰值時的壓降為200mV。
(式29)
所以，為R10選擇40MΩ電阻。

實驗室測試
冷啟動測試
在實驗室進行了冷啟動測試。強制主電源電壓(IN)在10ms內從12V降至7V。如圖1所示，當IN電壓下降時，IC1開始將OUTA電壓升高至17.5V。這允許IC2將OUTB電壓調節至8V。另一方面，當輸入電壓返回至其工作值時，IC1停止工作，OUTA電壓下降至IN電壓，二極管D2和電感L1上有小量壓降。每次測試時，OUTB引腳上的輸出負載為2.5A。

圖1

圖2

圖3
圖2和圖3所示分別為放大的冷啟動電壓下降和上升階段。

分析頻域
借助于示波器的嵌入式FFT工具，將冷啟動期間IC2的開關節點LX_Buck引腳電壓的頻譜顯示于圖4 (IN電壓下降)和圖5 (IN電壓上升)。注意，頻譜包括2MHz頻率、相應諧波，當然還有直流分量。沒有低于2MHz的交流分量，從而防止AM波段的噪聲干擾。
對IC1的開關節點LX_Boost執行相同的過程。圖6和圖7中的測試結果顯示有2MHz頻率、諧波、直流分量，消除了AM波段噪聲。

圖4

圖5

圖6


圖7

可選的設計改進
為優化效率，正常應用條件下，如果升壓調節器IC1不工作，設計者可旁路肖特基二極管D2。主電源為正常值時，將一個n溝道MOSFET與D2并聯，可以實現這一目的。為降低電磁干擾(EMI)，減緩MOSFET柵極上的電壓沿并增加外部電阻(R8、R17、R18和R19)。這樣將增加功耗。為濾除IC1電流檢測波形中的尖峰脈沖，增加一個小RC濾波器(C6和R9)將非常有用。通過向R7電阻增加失調，也可降低IC1的限流門限。這將降低檢測電阻R10上的功耗。
A*STAR與Veredus實驗室攜手推出可診斷多種熱帶傳染病的片上實驗室
新加坡科技研究局（A*STAR）與創新分子診斷工具供應商Veredus實驗室攜手發布分子診斷市場上首款能夠從一次血樣中確定診13種主要熱帶疾病的生物芯片VereTrop。
通過高自動化，這個片上實驗室診斷工具將徹底提高登革熱、瘧疾、基孔肯雅熱和手足口疫等熱帶傳染病的院外診斷質量和效率。
該項目首席病毒學家、A*STAR新加坡免疫網絡（SIgN）Lisa F.P.Ng副教授表示：“熱帶疾病通常有共同的臨床癥狀，如發熱，在發病早期醫生無法確診。這個便攜式檢測工具是一個快速可靠的病毒檢測方法，能夠在幾小時內用一次血樣發現多個病原目標。”
SIgN瘧疾免疫學專家Laurent Renia教授和SIgN團隊在泰緬邊界的北泰國野外使用病人血樣成功地驗證了這套工具的功能。
Mae Sot牛津臨床處臨床學合作者、Shoklo瘧疾研究處主任François H Nosten教授表示：“此項技術為快速精確診斷在熱帶地區依然是主要病因的重要傳染病提供了可能。多功能和易用性將會改變醫療保健系統薄弱地區的傳染病診斷方法。
這款生物芯片采用A*STAR的SIgN傳染病技術，基于A*STAR技術轉讓部門ETPL與Veredus于2009年推出的意法半導體片上實驗室平臺。此前，Veredus已在流感和瘧疾領域獲得A*STAR的診斷技術授權。
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