變光LED驅動器在低光量時會出現光輸出穩定性問題，本文將探究這個問題的根源，并提出一個解決方案。本文不討論雙向晶閘管的變光技術，因為低光量不穩定性是因為不同的機制造成的。使用通信技術設定LED電流的變光方法包括DALI、0-10V、Zigbee和電力線載波控制。
LED驅動器端收到一個信號，并用其設置參考電流，同時控制環路調整LED電流，使其符合參考電流。只有控制精度很高，才能確保相鄰燈具的亮度相同。低光量時出現的閃爍和弱光現象令設計人員困惑不解。
單級功率因數校正
如果使用兩級功率轉換器，就再出現低光量不穩定現象。第一級(升壓或PFC-反激式)建立較穩定的電壓，第二級（通常是降壓逆變）精密調節LED內的電流。因為需要使用更多的元器件，雙級解決方案的能效不如單級轉換器好。出成本考慮，LED廠商通常選用單級PFC-反激式轉換器。
問題
變光應至少在20區間內，提供這個光量范圍，白熾燈沒有任何問題，在低光功率時，白熾燈的能效大幅降低，20光量區間所需的功率范圍比較窄。如果提供40%的電壓或電流，光輸出將會降到大約1%。市場期望LED解決這個難題。
LED的線性響應比白熾燈好很多，在低電流時，能效反而更高。人眼可辨別相鄰光源之間5%的差異度，只對以百分比表示的差異度反應，而絕對光量不會引起人眼反應。這需要嚴密控制電流，在低光量時，控制精度要求更高。如果需要調節到全輸出的1%，則不能使用一次側控制。
與白熾燈不同，LED沒有自過濾機制。白熾燈燈絲的熱容量是一個很好的交流濾波器，而LED則需要外置濾波電路。常用解決方案是直接在LED上連接一個大型電解電容，而且濾波效果良好。
電解電容的容量根據光紋波的要求來確定。如果紋波電流小于10%rms(大約28%p-p)，人眼感覺光線質量與純直流一樣。(此外，如果紋波電流高于10%，能源之星標志要求在燈上做出聲明。)
LED有一個動態電阻(斜率電阻)，其大小為視在V/I電阻的1/10左右。圖2所示是典型LED的V-I曲線。
因此，如果紋波電流小于10%RMS，電容必須將LED上的電壓控制在1%以內。所需的數值是：
不幸的是，電容還是控制環路的一部分。電容和LED動態電阻將控制環路極點設為大約30Hz。因此，在這個頻率上，電容增加45度相位滯后，使環路增益降低6dB。我們稍后討論這個問題。下圖詳細描述了僅因為LED控制環極性點而起的增益和相移。
注意，LED的動態阻抗隨著電流降低而升高。不幸地是，這使得控制環極點移至左側。在10%電流時，轉折頻率大約3Hz。在1%電流時，轉折頻率約為0.3Hz。注意，對于PFC級，典型控制環路有一個3Hz到20Hz的交叉頻率。
設計一個極點在這個范圍內可移動的控制環路是不合理的。唯一可行的解決方案是交叉頻率在0.03~0.1Hz的設計，但是控制環路將會變得非常遲緩。
解決方案
我們還有另外一個解決方案。該解決方案需要更多元器件，但是效率只略受影響，成本還是低于雙級驅動器。進入電容器和LED燈串的電流，即轉換器輸出電流，是可以測量的。
不過，因為PFC反激式轉換器的輸出電流是三角形脈沖，我們要使用有直流偏移的120Hz正波弦調制脈沖。我們要測量的是直流偏移。高頻和120Hz頻率必須過濾掉。脈沖電流還將大幅提高電流采樣電阻器的功耗。
高頻電流的波形和包絡線如圖5所示。
鋸齒成份中的RMS電流很大。在低壓線路上，對于寬壓轉換器(90Vac到305Vac)，最大峰值電流是平均輸出直流的8倍多，而RMS則是平均輸出直流的2倍多。感應電阻器的功耗將是其置于電解電容后面時的4倍。
為解決這個問題，可以在轉換器輸出端放置一個小型薄膜電容或陶瓷電容。不需要太大的電容，但是電容的ESR必須低，RMS電流能力必須適當。可能需要并聯多個電容。給電流采樣電阻串聯一個小電感也可能派上用場。薄膜電容對雙線頻率成份的影響非常小，因此，雙線頻率成份也必須濾除。
在電流采樣電阻器內，正弦成份的加熱效應較小，因為它在總電流的占比很小。直流與120Hz成份之間的關系是不會變化的，峰對峰交流是直流的2倍，因此，其RMS值是直流（LED電流）的0.707。RMS電流以正常的平方和的平方根方式增加：
電流采樣電阻的功耗還是遠遠高于LED直流測量方法的功耗，電流增加到I2倍。
不過，這比開關頻率成份的功耗好很多。
對于控制環路，用小SMT組件構成的簡單的阻容濾波器可以濾除120Hz成份。這個解決方案將擁有穩定的增益和相移特性，這些特性只隨頻率變化，不受負載電流的影響。6db斷點設置與全LED直流測量相同，或者頻率可以略低一點。
圖7是最終的輸出電路示意圖。
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