本文探討D類音頻功率放大器的兩種常見PWM調制方式：開環定頻和閉環自激式調制方式。由于調制方式不同，PWM的波形也各有不同，而對系統的失真方面也有著不一樣的影像。本文針對不同的調制方式，分別分析其工作原理，總結出各自的優缺點，同時通過數學建模，通過軟件仿真對結果進行分析。仿真可為工程技術人員提供了高速快捷的調試途徑，并可預先對系統狀況進行評估，找到最薄弱環節，對于改進系統性能提供幫助。
1.引言
音頻功率放大器主要歸結為四大類：
Class A、Class B、Class AB、Class D.
CLASS A是一種完全的線性放大形式的放大器。采用單個晶體管放大，發熱大效率低，但失真率極低。Class B也被稱為線性放大器，使用兩個晶體管對正負信號進行線性放大，無信號時正負通道處于關閉的狀態，即無功率損失，易產生跨越失真。Class AB兼具A類與B類功放的優勢的一種設計。與B類相同的是采用兩個晶體管放大正負信號，不同的則是在兩者交越處附近使得兩個晶體管均有微弱導通以克服B類功放的交越失真。
因此AB類具備B類效率的同時，失真度很接近A類功放。而D類功放與其他功放類型有著完全不同的工作原理，它采用高速開關管對信號進行放大。由于開關過程損耗極小，效率通常可達到90%以上，而且體積和重量方面也極具優勢。近些年，隨著開關技術的不斷發展以及環保節能成為全球的主基調，D類功放越來越流行，并迅速成為功率放大器的主流類型。其中關于如何進一步提高D類功放的效率以及D類功放的性能也成為廣大工程技術人員的方向和目標。而其中PWM調制技術也就孕育而生。
2.D類功放
2.1 拓撲結構
D類功放主要分為半橋、半橋并聯、全橋、全橋并聯。
2.2 系統結構
D類功放系統按照結構可以分為：信號處理部分、脈寬調制部分、驅動部分、功率輸出部分（見圖1-2）。信號處理部分進行噪聲濾除和增益調節，有些內置音效的功率放大器，會在該部分加入音效處理。脈寬調制部分負責將模擬音頻信號調制成PWM信號。PWM信號通過驅動電路和功率輸出部分，放大PWM信號并通過LC低通濾波獲得所需的模擬放大信號用以推動喇叭發出聲音。
PWM信號直接關系到模擬放大部分的失真度。在其它部分相同的情況下，采用不同的調制方式有著不同的結果，而相同的調制方式在不同的調制參數下結果也不盡相同。
3.PWM調制類型
PWM技術已經經過多年發展，現在已經較為成熟。通過對PWM部分進行改進，也衍生了較多的所謂E類G類T類功放。而就基本原理而言，他們仍然屬于D類功放。定頻脈寬調節由于結構簡單，在過去的D類功放產品中占據了主要地位，特別是中小功率的D類功放中尤為常見。帶反饋的自激式脈寬調制則多在500瓦甚至更高的功率上使用。
3.1 定頻脈寬調制
3.1.1 基本原理
定頻調制的基本原理是：采用三角波作為載波，將被放大信號一同輸入比較器進行比較，得到寬窄不一但周期一致的脈沖波形（見圖1-1）。此種波形在頻譜中含有大量的信號頻譜成分，通過適當的濾波器便可還原成原始信號波形。圖2-1中給出了雙極性SPWM調制的時序波形。
3.1.2 應用分析
在定頻PWM調制中，采用開環方式最多。由于輸出信號沒有參與PWM調制，該類功放產品結構較為簡單，調試也較為方便。
但是所帶來缺點也顯而易見：由于沒有帶反饋，系統較容易被干擾到，特別是電源的波動，嚴重的制約著這類功放的性能。保證足夠穩定的電源也是該類功放獲取良好性能的必備條件。但是由于頻率固定在大功率輸出時，對于功率輸出開關管提出了更高的要求。在EMC方面也顯現出來不足：在輸出開關噪聲的功率譜中，也較為集中在載波頻率的奇次諧波當中。
3.1.3 改善與發展
閉環定頻調制則是開環定頻調制的改良版本。通過引入負反饋，可以降低功放對于電源的依賴。由于引入負反饋，電源在一定范圍內的波動，并不會引起功放輸出波形的變化。在一定程度上克服開環定頻調制的缺陷，提高了系統的失真度指標。但是在大功率輸出和EMC方面仍然沒有任何的改善。
加入負反饋進行調制在一定程度上可以提高THD方面的指標，但是依然不能改善EMC問題以及解決大功率問題。
3.2 閉環變頻自激脈寬調制
3.2.1 基本原理
變頻自激調制的基本原理是：利用負反饋系統輸出信號跟隨輸入信號的原理，通過積分延遲以及比較器整形輸出近似PWM波形。此種方式輸出的PWM波形隨著輸入信號的變化，占空比在變化的同時輸入周期也在變化。由于在大信號積分過程需要更多的時間用以抵消誤差，積分周期的延長導致PWM頻率變低。
3.2.2 應用分析
單閉環變頻自激調制，使用反饋環路結合運算放大器和比較器通過系統閉環自激的方式產生P W M波形，該方式由于P W M信號波形是由自激產生，省去了PWM控制器。而負反饋參與PWM調制，使得它有著先天的高保真優勢。同時由于信號不斷加大，反饋深度的加強，載波頻率不斷走低，降低了開關頻率。相對于定頻PWM而言，而隨著開關頻率的降低也促使開關損耗降低。在輸出同樣功率的前提下，此種PWM調制模式可以降低對MOSFET和散熱器的要求，同時成本也得到了很好的控制。
因此，該調制模式在大功率（300W）以上的功放產品中得到廣泛應用。由于輸出波形為交流信號，隨著波形起伏，載波頻率隨之變化，載波頻率將在一個較大的范圍（如：200-400kHz）內波動，EMC的噪聲頻率將會較均勻的分布在一定區域內。因此EMC方面的問題也得到一定的改善。閉環反饋信號可以從LC濾波之前反饋，也可從負載喇叭端反饋。前者系統較為穩定，失真度稍遜。后者在負載有較大變化時，可能會出現不穩定的現象。由于反饋信號為喇叭端，所以LC的非線性失真能夠得到很好的抑制，因此失真度方面較有優勢。
3.2.3 改善與發展
隨著變頻自激調制方式的運用越來越多，相應的優化技術也得到了發展。比較簡單的如：積分環節使用二階積分電路。復雜的則是雙閉環是雙閉環的引入：既在LC濾波前反饋，又包含喇叭端的反饋。使用雙反饋的目的可以帶來穩定性和保真度方面的雙重好處。目前在少數發燒級功放產品上有應用。當然雙反饋對于參數的依賴和器件的模型化要求較高，各方面的精確性均會影響到實際效果。此種應用一旦被工程技術人員廣泛掌握，D類功放的性能也將全面得到提升。
4.系統仿真
仿真采用MATLAB進行仿真。基本仿真環境為：電源電壓為+/-160V,負載阻抗40ohm;5000Hz音頻信號；調制載波頻率為200k-400kHz.濾波電感為60uH,濾波電容為0.2uF.主要測試指標為THD.
4.1 定頻脈寬調試仿真
4.1.1 基于200kHz載波下的仿真結果及200kHz載波作為仿真分析案例，未加A記權情況下THD達到10%,該指標只能滿足入門級功放的標準。該圖3-2中的黃色部分波形線條上載波明顯且幅度較高。圖3-3中200kHz位置能量譜較高且集中，僅低過信號波形30dB.EMC方面具備較多的問題。
4.1.2 基于200kHz載波下的仿真結果及分析
400kHz載波作為仿真分析案例，未加A記權情況下THD達到2.8%,該指標能夠滿足多數家庭功放的使用要求，但仍然不能應用于專業功放。載波峰值低于信號幅度40dB.
提高載波頻率后無論是在失真方面還是在EMC方面均有較高幅度的改善。由此可以判斷：使用更高頻率的載波將會進一步提高功放性能。然而高頻率的載波需要更高快速的器件，在現有技術情況下將會遭遇成本大幅提升的問題，且大功率的高速器件更是難以做大。
4.2 閉環自激變頻脈寬調制
比較器延遲不能高于30ns.空載400kHz載波，滿載200kHz時的仿真結果：
閉環自激調制模式下，頻率范圍在200-400kHz間移動，未加A計權條件下THD達到了0.7%.在實際應用中加入A計權，THD可低于0.1%,即可滿足專業級HIFI功放的要求。載波頻譜分攤到各個頻率段，幅度低于信號幅度55dB,效果較理想。
5.結論
定頻脈寬調制結構簡單，小功率應用成本低廉又可滿足多數普通用戶要求。自激變頻脈寬調制結構較復雜，在性能方面尤其大功率功放方面具備較高優勢。根據用戶需求和應用領域，選擇最適合的，才是科技和應用的最佳結合點。 |
