引言
單端反激式開關電源具有結構簡單、輸入輸出電氣隔離、電壓升/降范圍寬、易于多路輸出、可靠性高、造價低等優點，廣泛應用于小功率場合。然而，由于漏感影響，反激變換器功率開關管關斷時將引起電壓尖峰，必須用鉗位電路加以抑制。由于RCD鉗位電路比有源鉗位電路更簡潔且易實現，因而在小功率變換場合RCD 鉗位更有實用價值。
漏感抑制
變壓器的漏感是不可消除的，但可以通過合理的電路設計和繞制使之減小。設計和繞制是否合理，對漏感的影響是很明顯的。采用合理的方法，可將漏感控制在初級電感的2%左右。 設計時應綜合變壓器磁芯的選擇和初級匝數的確定，盡量使初級繞組可緊密繞滿磁芯骨架一層或多層。繞制時繞線要盡量分布得緊湊、均勻，這樣線圈和磁路空間上更接近垂直關系，耦合效果更好。初級和次級繞線也要盡量靠得緊密。
RCD鉗位電路參數設計
1、變壓器等效模型
圖1為實際變壓器的等效電路，勵磁電感同理想變壓器并聯，漏感同勵磁電感串聯。勵磁電感能量可通過理想變壓器耦合到副邊，而漏感因為不耦合，能量不能傳遞到副邊，如果不采取措施，漏感將通過寄生電容釋放能量，引起電路電壓過沖和振蕩，影響電路工作性能，還會引起EMI問題，嚴重時會燒毀器件，為抑制其影響，可在變壓器初級并聯無源RCD鉗位電路，其拓撲如圖2所示。
2、鉗位電路工作原理
引入RCD鉗位電路，目的是消耗漏感能量，但不能消耗主勵磁電感能量，否則會降低電路效率。要做到這點必須對RC參數進行優化設計，下面分析其工作原理： 當S1關斷時，漏感Lk釋能，D導通，C上電壓瞬間充上去，然后D截止，C通過R放電。
1)若C值較大，C上電壓緩慢上升，副邊反激過沖小，變壓器能量不能迅速傳遞到副邊，見圖3(a)；
2)若C值特別大，電壓峰值小于副邊反射電壓，則鉗位電容上電壓將一直保持在副邊反射電壓附近，即鉗位電阻變為死負載，一直在消耗磁芯能量，見圖3(h)；3)若RC值太小，C上電壓很快會降到副邊反射電壓，故在St開通前，鉗位電阻只將成為反激變換器的死負載，消耗變壓器的能量，降低效率，見圖3(c)； 4)如果RC值取得比較合適，使到S1開通時，C上電壓放到接近副邊反射電壓，到下次導通時，C上能量恰好可以釋放完，見圖3(d)，這種情況鉗位效果較好，但電容峰值電壓大，器件應力高。 第2)和第3)種方式是不允許的，而第1)種方式電壓變化緩慢，能量不能被迅速傳遞，第4)種方式電壓峰值大，器件應力大。可折衷處理，在第4)種方式基礎上增大電容，降低電壓峰值，同時調節R，，使到S1開通時，C上電壓放到接近副邊反射電壓，之后RC繼續放電至S1下次開通，如圖3(e)所示。 3、參數設計 S1關斷時，Lk釋能給C充電，R阻值較大，可近似認為Lk與C發生串聯諧振，諧振周期為TLC=2π、LkC，經過1/4諧振周期，電感電流反向，D截止，這段時間很短。由于D存在反向恢復，電路還會有一個衰減振蕩過程，而且是低損的，時間極為短暫，因此叮以忽略其影響�？傊�，C充電時間是很短的，相對于整個開關周期，可以不考慮。 對于理想的鉗位電路工作方式，見圖3(e)。S1關斷時，漏感釋能，電容快速充電至峰值Vcmax，之后RC放電。由于充電過程非常短，可假設RC放電過程持續整個開關周期。 RC值的確定需按最小輸入電壓，最大負載，即最大占空比條件工作選取，否則，隨著D的增大，副邊導通時間也會增加，鉗位電容電壓波形會出現平臺，鉗位電路將消耗主勵磁電感能量。 對圖3(c)工作方式，峰值電壓太大，現考慮降低Vcmax。Vcmax只有最小值限制，必須大于副邊反射電壓。
可做線性化處理來設定Vcmax，如圖4所示，由幾何關系得
 
為保證S1開通時，C上電壓剛好放到
需滿足
將(1)式代入(2)式可得
對整個周期RC放電過程分析，有
根據能量關系有
式中：Ipk/Lk釋能給C的電流峰值將式(1)和式(4)代人式(5)，得
結合式(3)，得
電阻功率選取依據
式中：fs為變換器的工作頻率。 實驗分析
輸入直流電壓，30(1%26；#177；2%)v，輸出12V/lA，最大占空比Dmax=0.45，采用UC3842控制，工作于DCM方式，變壓器選用CER28A型磁芯，原邊匝數為24匝，副邊取13匝。 有關實驗波形如圖5-圖8所示。
圖7顯示在副邊反射電壓點沒有出現平臺，說明結果與理論分析吻合。
結語
按照文中介紹的方法設計的鉗位電路，可以較好地吸收漏感能量，同時不消耗主勵磁電感能量。經折衷優化處理，既抑制了電容電壓峰值，減輕了功率器件的開關應力，又保證了足夠電壓脈動量，磁芯能量可以快速、高效地傳遞，為反激變換器的設計提供了很好的依據。 |
