隨著現在對更高效、更低成本電源解決方案需求的強調，電子發燒友網整合《如何深入分析電源電路》系列文章，就各種電源管理課題提出一些對您有幫助的小技巧。該專欄面向各級設計工程師。無論您是從事電源業務多年還是剛剛步入電源領域，您都可以在這里找到一些極其有用的信息，以幫助您迎接下一個設計挑戰。
本文主要介紹為您的電源選擇正確的工作頻率；如何駕馭噪聲電源；阻尼輸入濾波器；降壓-升壓電源設計中降壓控制器的使用。
1：為您的電源選擇正確的工作頻率
為您的電源選擇最佳的工作頻率是一個復雜的權衡過程，其中包括尺寸、效率以及成本。通常來說，低頻率設計往往是最為高效的，但是其尺寸最大且成本也最高。雖然調高頻率可以縮小尺寸并降低成本，但會增加電路損耗。接下來，我們使用一款簡單的降壓電源來描述這些權衡過程。
我們以濾波器組件作為開始。這些組件占據了電源體積的大部分，同時濾波器的尺寸同工作頻率成反比關系。另一方面，每一次開關轉換都會伴有能量損耗；工作頻率越高，開關損耗就越高，同時效率也就越低。其次，較高的頻率運行通常意味著可以使用較小的組件值。因此，更高頻率運行能夠帶來極大的成本節約。
圖 1 顯示的是降壓電源頻率與體積的關系。頻率為 100 kHz 時，電感占據了電源體積的大部分（深藍色區域）。如果我們假設電感體積與其能量相關，那么其體積縮小將與頻率成正比例關系。由于某種頻率下電感的磁芯損耗會極大增高并限制尺寸的進一步縮小，因此在此情況下上述假設就不容樂觀了。如果該設計使用陶瓷電容，那么輸出電容體積（褐色區域）便會隨頻率縮小，即所需電容降低。另一方面，之所以通常會選用輸入電容，是因為其具有紋波電流額定值。該額定值不會隨頻率而明顯變化，因此其體積（黃色區域）往往可以保持恒定。另外，電源的半導體部分不會隨頻率而變化。這樣，由于低頻開關，無源器件會占據電源體積的大部分。當我們轉到高工作頻率時，半導體（即半導體體積，淡藍色區域）開始占據較大的空間比例。
圖1 ：電源組件體積主要由半導體占據。
該曲線圖顯示半導體體積本質上并未隨頻率而變化，而這一關系可能過于簡單化。與半導體相關的損耗主要有兩類：傳導損耗和開關損耗。同步降壓轉換器中的傳導損耗與 MOSFET 的裸片面積成反比關系。MOSFET 面積越大，其電阻和傳導損耗就越低。
開關損耗與 MOSFET 開關的速度以及 MOSFET 具有多少輸入和輸出電容有關。這些都與器件尺寸的大小相關。大體積器件具有較慢的開關速度以及更多的電容。圖 2 顯示了兩種不同工作頻率 （F） 的關系。傳導損耗 （Pcon）與工作頻率無關，而開關損耗 （Psw F1 和 Psw F2） 與工作頻率成正比例關系。因此更高的工作頻率 （Psw F2） 會產生更高的開關損耗。當開關損耗和傳導損耗相等時，每種工作頻率的總損耗最低。另外，隨著工作頻率提高，總損耗將更高。
但是，在更高的工作頻率下，最佳裸片面積較小，從而帶來成本節約。實際上，在低頻率下，通過調整裸片面積來最小化損耗會帶來極高成本的設計。但是，轉到更高工作頻率后，我們就可以優化裸片面積來降低損耗，從而縮小電源的半導體體積。這樣做的缺點是，如果我們不改進半導體技術，那么電源效率將會降低。
圖2 ：提高工作頻率會導致更高的總體損耗。
如前所述，更高的工作頻率可縮小電感體積；所需的內層芯板會減少。更高頻率還可降低對于輸出電容的要求。有了陶瓷電容，我們就可以使用更低的電容值或更少的電容。這有助于縮小半導體裸片面積，進而降低成本。
2：駕馭噪聲電源
無噪聲電源并非是偶然設計出來的。一種好的電源布局是在設計時最大程度的縮短實驗時間。花費數分鐘甚至是數小時的時間來仔細查看電源布局，便可以省去數天的故障排查時間。
圖 1 顯示的是電源內部一些主要噪聲敏感型電路的結構圖。將輸出電壓與一個參考電壓進行比較以生成一個誤差信號，然后再將該信號與一個斜坡相比較，以生成一個用于驅動功率級的 PWM（脈寬調制）信號。
電源噪聲主要來自三個地方：誤差放大器輸入與輸出、參考電壓以及斜坡。對這些節點進行精心的電氣設計和物理設計有助于最大程度地縮短故障診斷時間。一般而言，噪聲會與這些低電平電路電容耦合。一種卓越的設計可以確保這些低電平電路的緊密布局，并遠離所有開關波形。接地層也具有屏蔽作用。
圖1 ：低電平控制電路的諸多噪聲形成機會。
誤差放大器輸入端可能是電源中最為敏感的節點，因為其通常具有最多的連接組件。如果將其與該級的極高增益和高阻抗相結合，后患無窮。在布局過程中，您必須最小化節點長度，并盡可能近地將反饋和輸入組件靠近誤差放大器放置。如果反饋網絡中存在高頻積分電容，那么您必須將其靠近放大器放置，其他反饋組件緊跟其后。并且，串聯電阻-電容也可能形成補償網絡。最理想的結果是，將電阻靠近誤差放大器輸入端放置，這樣，如果高頻信號注入該電阻-電容節點時，那么該高頻信號就不得不承受較高的電阻阻抗—而電容對高頻信號的阻抗則很小。
斜坡是另一個潛在的會帶來噪聲問題的地方。斜坡通常由電容器充電（電壓模式）生成，或由來自于電源開關電流的采樣（電流模式）生成。通常，電壓模式斜坡并不是一個問題，因為電容對高頻注入信號的阻抗很小。而電流斜坡卻較為棘手，因為存在了上升邊沿峰值、相對較小的斜坡振幅以及功率級寄生效應。
圖 2 顯示了電流斜坡存在的一些問題。第一幅圖顯示了上升邊沿峰值和隨后產生的電流斜坡。比較器（根據其不同速度）具有兩個電壓結點 （potential trip points），結果是無序控制運行，聽起來更像是煎熏肉的聲音。
利用控制 IC 中的上升邊沿消隱可以很好地解決這一問題，其忽略了電流波形的最初部分。波形的高頻濾波也有助于解決該問題。同樣也要將電容器盡可能近地靠近控制 IC 放置。正如這兩種波形表現出來的那樣，另一種常見的問題是次諧波振蕩。這種寬－窄驅動波形表現為非充分斜率補償。向當前斜坡增加更多的電壓斜坡便可以解決該問題。
盡管您已經相當仔細地設計了電源布局，但是您的原型電源還是存在噪聲。這該怎么辦呢？首先，您要確定消除不穩定因素的環路響應不存在問題。有趣的是，噪聲問題可能會看起來像是電源交叉頻率上的不穩定。但真正的情況是該環路正以其最快響應速度糾出注入誤差。同樣，最佳方法是識別出噪聲正被注入下列三個地方之一：誤差放大器、參考電壓或斜坡。您只需分步解決便可！
第一步是檢查節點，看斜坡中是否存在明顯的非線性，或者誤差放大器輸出中是否存在高頻率變化。如果檢查后沒有發現任何問題，那么就將誤差放大器從電路中取出，并用一個清潔的電壓源加以代替。這樣您應該就能夠改變該電壓源的輸出，以平穩地改變電源輸出。如果這樣做奏效的話，那么您就已經將問題范圍縮小至參考電壓和誤差放大器了。
有時，控制 IC 中的參考電壓易受開關波形的影響。利用添加更多（或適當）的旁路可能會使這種狀況得到改善。另外，使用柵極驅動電阻來減緩開關波形也可能會有助于解決這一問題。如果問題出在誤差放大器上，那么降低補償組件阻抗會有所幫助，因為這樣降低了注入信號的振幅。如果所有這些方法都不奏效，那么就從印刷電路板將誤差放大器節點去除。對補償組件進行架空布線 （air wiring） 可以幫助我們識別出哪里有問題。
3：阻尼輸入濾波器
開關調節器通常優于線性調節器，因為它們更高效，而開關拓撲結構則十分依賴輸入濾波器。這種電路元件與電源的典型負動態阻抗相結合，可以誘發振蕩問題。本文將闡述如何避免此類問題的出現。
一般而言，所有的電源都在一個給定輸入范圍保持其效率。因此，輸入功率或多或少地與輸入電壓水平保持恒定。圖 1 顯示的是一個開關電源的特征。隨著電壓的下降，電流不斷上升。
圖 1 開關電源表現出的負阻抗
負輸入阻抗
電壓-電流線呈現出一定的斜率，其從本質上定義了電源的動態阻抗。這根線的斜率等于負輸入電壓除以輸入電流。也就是說，由 Pin = V • I，可以得出 V = Pin/I；并由此可得 dV/dI = –Pin/I2 或 dV/dI ≈ –V/I。
該近似值有些過于簡單，因為控制環路影響了輸入阻抗的頻率響應。但是很多時候，當涉及電流模式控制時這種簡單近似值就已足夠了。
為什么需要輸入濾波器
開關調節器輸入電流為非連續電流，并且在輸入電流得不到濾波的情況下其會中斷系統的運行。大多數電源系統都集成了一個如圖 2 所示類型的濾波器。電容為功率級的開關電流提供了一個低阻抗，而電感則為電容上的紋波電壓提供了一個高阻抗。該濾波器的高阻抗使流入源極的開關電流最小化。在低頻率時，該濾波器的源極阻抗等于電感阻抗。在您升高頻率的同時，電感阻抗也隨之增加。在極高頻率時，輸出電容分流阻抗。在中間頻率時，電感和電容實質上就形成了一種并聯諧振電路，從而使電源阻抗變高，呈現出較高的電阻。
大多數情況下，峰值電源阻抗可以通過首先確定濾波器 （Zo） 的特性阻抗來估算得出，而濾波器特性阻抗等于電感除以電容所得值的平方根。這就是諧振下電感或者電容的阻抗。
接下來，對電容的等效串聯電阻 （ESR） 和電感的電阻求和。這樣便得到電路的 Q 值。峰值電源阻抗大約等于 Zo 乘以電路的 Q 值。
振蕩
但是，開關的諧振濾波器與電源負阻抗耦合后會出現問題。圖 3 顯示的是在一個電壓驅動串聯電路中值相等、極性相反的兩個電阻。這種情況下，輸出電壓趨向于無窮大。當您獲得由諧振輸入濾波器等效電阻所提供電源的負電阻時，您也就會面臨一個類似的電源系統情況；這時，電路往往就會出現振蕩。
圖 3 與其負阻抗耦合的開關諧振濾波器可引起不必要的振蕩
設計穩定電源系統的秘訣是保證系統電源阻抗始終大大小于電源的輸入阻抗。我們需要在最小輸入電壓和最大負載（即最低輸入阻抗）狀態下達到這一目標。
在極端情況下，這些阻抗振幅可以相等，但是其符號相反從而構成了一個振蕩器。業界通用的標準是輸入濾波器的源極阻抗應至少比開關調節器的輸入阻抗低 6dB，作為最小化振蕩概率的安全裕度。
輸入濾波器設計通常以根據紋波電流額定值或保持要求選擇輸入電容（圖 1 所示 CO）開始的。第二步通常包括根據系統的 EMI 要求選擇電感 （LO）。正如我們上個月討論的那樣，在諧振附近，這兩個組件的源極阻抗會非常高，從而導致系統不穩定。圖 1 描述了一種控制這種阻抗的方法，其將串聯電阻 （RD） 和電容 （CD） 與輸入濾波器并聯放置。利用一個跨接 CO 的電阻，可以阻尼濾波器。但是，在大多數情況下，這樣做會導致功率損耗過高。
另一種方法是在濾波器電感的兩端添加一個串聯連接的電感和電阻。
圖 1 CD 和 RD 阻尼輸出濾波器源極阻抗
選擇阻尼電阻
有趣的是，一旦選擇了四個其他電路組件，那么就會有一個阻尼電阻的最佳選擇。圖 2 顯示的是不同阻尼電阻情況下這類濾波器的輸出阻抗。紅色曲線表示過大的阻尼電阻。請思考一下極端的情況，如果阻尼電阻器開啟，那么峰值可能會非常的高，且僅由 CO 和 LO 來設定。藍色曲線表示阻尼電阻過低。如果電阻被短路，則諧振可由兩個電容和電感的并聯組合共同設置。綠色曲線代表最佳阻尼值。利用一些包含閉型解的計算方法（見參考文獻 1）就可以很輕松地得到該值。
圖 2 在給定 CD-CO 比的情況下，有一個最佳阻尼電阻
選擇組件
在選擇阻尼組件時，圖 3 非常有用。該圖是通過使用 RD Middlebrook 建立的閉型解得到的。橫坐標為阻尼濾波器輸出阻抗與未阻尼濾波器典型阻抗 （ZO = （LO/CO）1/2） 的比。縱坐標值有兩個：阻尼電容與濾波器電容 （N） 的比；以及阻尼電阻同該典型阻抗的比。利用該圖，首先根據電路要求來選擇 LO 和 CO，從而得到 ZO。隨后，將最小電源輸入阻抗除以二，得到您的最大輸入濾波器源極阻抗 （6dB）。
最小電源輸入阻抗等于 Vinmin2/Pmax。只需讀取阻尼電容與濾波器電容的比以及阻尼電阻與典型阻抗的比， 您便可以計算得到一個橫坐標值。例如，一個具有 10μH 電感和 10μH 電容的濾波器具有 Zo = （10μH/10 μF）1/2 = 1 Ohm 的典型阻抗。如果它正對一個 12V 最小輸入的 12W 電源進行濾波，那么該電源輸入阻抗將為 Z = V2/P = 122/12 = 12 Ohms。這樣，最大源極阻抗應等于該值的二分之一，也即 6 Ohms。現在，在 6/1 = 6 的 X 軸上輸入該圖，那么，CD/CO = 0.1，即 1 μF，同時 RD/ZO = 3，也即 3 Ohms。
圖 3 選取 LO 和 CO 后，便可從最大允許源極阻抗范圍內選擇 CD 和 RD。
4：降壓-升壓電源設計中降壓控制器的使用
電子電路通常都工作在正穩壓輸出電壓下，而這些電壓一般都是由降壓穩壓器來提供的。如果同時還需要負輸出電壓，那么在降壓—升壓拓撲中就可以配置相同的降壓控制器。負輸出電壓降壓—升壓有時稱之為負反向，其工作占空比為 50%，可提供相當于輸入電壓但極性相反的輸出電壓。其可以隨著輸入電壓的波動調節占空比，以“降壓”或“升壓”輸出電壓來維持穩壓。
圖 1 顯示了一款精簡型降壓—升壓電路，以及電感上出現的開關電壓。這樣一來該電路與標準降壓轉換器的相似性就會頓時明朗起來。實際上，除了輸出電壓和接地相反以外，它和降壓轉換器完全一樣。這種布局也可用于同步降壓轉換器。這就是與降壓或同步降壓轉換器端相類似的地方，因為該電路的運行與降壓轉換器不同。
FET 開關時出現在電感上的電壓不同于降壓轉換器的電壓。正如在降壓轉換器中一樣，平衡伏特-微秒 （V-μs） 乘積以防止電感飽和是非常必要的。當 FET 為開啟時（如圖 1 所示的 ton 間隔），全部輸入電壓被施加至電感。這種電感“點”側上的正電壓會引起電流斜坡上升，這就帶來電感的開啟時間 V-μs 乘積。FET 關閉 （toff） 期間，電感的電壓極性必須倒轉以維持電流，從而拉動點側為負極。電感電流斜坡下降，并流經負載和輸出電容，再經二極管返回。電感關閉時V-μs 乘積必須等于開啟時 V-μs 乘積。由于 Vin 和 Vout 不變，因此很容易便可得出占空比 （D） 的表達式：D=Vout/（Vout “ Vin）。這種控制電路通過計算出正確的占空比來維持輸出電壓穩壓。上述表達式和圖 1 所示波形均假設運行在連續導電模式下。
圖1：降壓—升壓電感要求平衡其伏特-微秒乘積。
降壓—升壓電感必須工作在比輸出負載電流更高的電流下。其被定義為 IL = I《 sub》/（1-D），或只是輸入電流與輸出電流相加。對于和輸入電壓大小相等的負輸出電壓（D = 0.5）而言，平均電感電流為輸出的 2 倍。
有趣的是，連接輸入電容返回端的方法有兩種，其會影響輸出電容的 rms 電流。典型的電容布局是在 +Vin 和 Gnd 之間，與之相反，輸入電容可以連接在 +Vin和 ”V《 sub》 之間。利用這種輸入電容配置可降低輸出電容的rms電流。然而，由于輸入電容連接至 “Vout，因此 ”Vout 上便形成了一個電容性分壓器。這就在控制器開始起作用以前，在開啟時間的輸出上形成一個正峰值。為了最小化這種影響，最佳的方法通常是使用一個比輸出電容要小得多的輸入電容，請參見圖 2 所示的電路。輸入電容的電流在提供 dc 輸出電流和吸收平均輸入電流之間相互交替。rms 電流電平在最高輸入電流的低輸入電壓時最差。因此，選擇電容器時要多加注意，不要讓其 ESR 過高。陶瓷或聚合物電容器通常是這種拓撲較為合適的選擇。
圖2：降壓控制器在降壓—升壓中的雙重作用。
必須要選擇一個能夠以最小輸入電壓減去二極管壓降上電的控制器，而且在運行期間還必須能夠承受得住 Vin 加 Vout 的電壓。FET 和二極管還必須具有適用于這一電壓范圍的額定值。通過連接輸出接地的反饋電阻器可實現對輸出電壓的調節，這是由于控制器以負輸出電壓為參考電壓。只需精心選取少量組件的值，并稍稍改動電路，降壓控制器便可在負輸出降壓—升壓拓撲中起到雙重作用。 |
