對于探討反激電源以及變壓器這個話題，我猶豫了很久。因為關于反激的話題大家討論了很多很多，這個話題已經被討論的非常透徹了。關于反激電源的參數設計也有多篇文章總結。還有熱心的網友，根據計算過程，自己編寫了軟件或電子表格把計算做的傻瓜化。但我也注意到，幾乎每天都會出現關于反激設計過程出現問題而求助的帖子，所以，思量再三，我決定還是再一次提出這個話題!我不知道我是否能寫出一些有新意的東西，但我會盡力去寫好。不期望能入高手的法眼，但愿能給入門者一些幫助。
縱觀電源市場，沒有哪一個拓撲能像反激電路那么普及，可見反激電源在電源設計中具有不可替代的地位。說句不算夸張的話，把反激電源設計徹底搞透了，哪怕其他的拓撲一點不懂，在職場上找個月薪10K的工作也不是什么難事。
提綱
1、反激電路是由buck-boost拓撲演變而來，先分析一下buck-boost電路的工作過程。
工作時序說明：
t0時刻，Q1開通，那么D1承受反向電壓截止，電感電流在輸入電壓作用下線性上升。
t1時刻，Q1關斷，由于電感電流不能突變，所以，電感電流通過D1，向C1充電。并在C1兩端電壓作用下，電流下降。
t2時刻，Q1開通，開始一個新的周期。
從上面的波形圖中，我們可以看到，在整個工作周期中，電感L1的電流都沒有到零。所以，這個工作模式是電流連續的CCM模式，又叫做能量不完全轉移模式。因為電感中的儲能沒有完全釋放。
從工作過程我們也可以知道，這個拓撲能量傳遞的方式是，在MOS管開通時，向電感中儲存能量，MOS管關斷時，電感向輸出電容釋放能量。MOS管不直接向負載傳遞能量。整個能量傳遞過程是先儲存再釋放的過程。整個電路的輸出能力，取決于電感的儲存能力。我們還要注意到，根據電流流動的方向，可以判斷出，在輸入輸出共地的情況下，輸出的電壓是負電壓。
MOS管開通時，電感L1承受的是輸入電壓，MOS關斷時，電感L1承受的是輸出電壓。那么，在穩態時，電路要保證電感不進入飽和，必定要保證電感承受的正向和反向的伏秒積的平衡。那么：
Vin×(t1-t0)=Vout×(t2-t1)，假如整個工作周期為T，占空比為D，那么就是：Vin×D=Vout×(1-D)
那么輸出電壓和占空比的關系就是：Vout=Vin×D/(1-D)
同時，我們注意看MOS管和二極管D1的電壓應力，都是Vin+Vout
另外，因為是CCM模式，所以從電流波形上可以看出來，二極管存在反向恢復問題。MOS開通時有電流尖峰。
上面的工作模式是電流連續的CCM模式。在原圖的基礎上，把電感量降低為80uH，其他參數不變，仿真看穩態的波形如下：
t0時刻，Q1開通，那么D1承受反向電壓截止，電感電流在輸入電壓作用下從0開始線性上升。
t1時刻，Q1關斷，由于電感電流不能突變，所以，電感電流通過D1，向C1充電。并在C1兩端電壓作用下，電流下降。
t2時刻，電感電流和二極管電流降到零。D1截止，MOS的結電容和電感開始發生諧振。所以可以看見MOS的Vds電壓出現周期性的振蕩。
t3時刻，Q1再次開通，進入一個新的周期。
在這個工作模式中，因為電感電流會到零，所以是電流不連續的DCM模式。有叫做能量完全轉移模式，因為電感中儲存的能量完全轉移到了輸出端。而二極管因為也工作在DCM狀態，所以沒有反向恢復的問題。 但是我們應該注意到，DCM模式的二極管、電感和MOS漏極的峰值電流是大于上面的CCM模式的。
需要注意的是在DCM下的伏秒積的平衡是：
Vin×(t1-t0)=Vout(t2-t1)
只是個波形的正反問題。就好象示波器的探頭和夾子如果反過來，那么波形就倒過來。
你注意看圖的右邊，看波形具體的定義是什么。有的波形是兩個點相減出來的。
看波形圖也要配合這原理圖來看的。
當MOS開通的時候，二極管D1承受著反壓，是一個負的電壓。MOS關斷的時候，二極管導通，正向壓降很低二極管的反向恢復，和其工作時PN結的載流子的運動有關系。DCM時，因為二極管已經沒有電流流過了，內部載流子已經完成了復合過程。所以不存在反向回復問題。會有一點點反向電流，不過那是結電容造成的。
在CCM和DCM模式有個過渡的狀態，叫CRM，就是臨界模式。這個模式就是電感電流剛好降到零的時候，MOS開通。這個方式就是DCM向CCM過渡的臨界模式。CCM在輕載的時候，會進入DCM模式的。CRM模式可以避免二極管的反向恢復問題。同時也能避免深度DCM時，電流峰值很大的缺點。要保持電路一直工作在CRM模式，需要用變頻的控制方式。
我還注意到，在DCM模式，電感電流降到零以后，電感會和MOS的結電容諧振，給MOS結電容放電。那么，是不是可以有種工作方式是當MOS結電容放電到最低點的時候，MOS開通進入下一個周期，這樣就可以降低MOS開通的損耗了。答案是肯定的。這種方式就叫做準諧振，QR方式。也是需要變頻控制的。不管是PWM模式，CRM模式，QR模式，現在都有豐富的控制IC可以提供用來設計。
2、那么我們常說，反激flyback電路是從buck-boost電路演變而來，究竟是如何從buck-boost拓撲演變出反激flyback拓撲的呢?請看下面的圖：
這是基本的buck-boost拓撲結構。下面我們把MOS管和二極管的位置改變一下，都挪到下面來。變成如下的電路結構。這個電路和上面的電路是完全等效的。
接下來，我們把這個電路，從A、B兩點斷開，然后在斷開的地方接入一個變壓器，得到下圖：
為什么變壓器要接在這個地方?因為buck-boost電路中，電感上承受的雙向伏秒積是相等的，不會導致變壓器累積偏磁。我們注意到，變壓器的初級和基本拓撲中的電感是并聯關系，那么可以將變壓器的勵磁電感和這個電感合二為一。另外，把變壓器次級輸出調整一下，以適應閱讀習慣。得到下圖：
這就是最典型的隔離flyback電路了。由于變壓器的工作過程是先儲存能量后釋放，而不是僅僅擔負傳遞能量的角色。故而這個變壓器的本質是個耦合電感。采用這個耦合電感來傳遞能量，不僅可以實現輸入與輸出的隔離，同時也實現了電壓的變換，而不是僅僅靠占空比來調節電壓。
由于此耦合電感并非理想器件，所以存在漏感，而實際線路中也會存在雜散電感。當MOS關斷時，漏感和雜散電感中的能量會在MOS的漏極產生很高的電壓尖峰，從而會導致器件的損壞。故而，我們必須對漏感能量進行處理，最常見的就是增加一個RCD吸收電路。用C來暫存漏感能量，用R來耗散之。
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