降低LDO噪聲
用于降低LDO噪聲的方法主要有兩種：
●對基準電壓進行濾波
● 降低誤差放大器的噪聲增益
某些LDO允許使用外部電容來對基準電壓進行濾波。事實上，許多所謂的超低噪聲LDO都需要使用外部降噪電容來實現其低噪聲性能。對基準電壓進行外部濾波的缺點是啟動時間與濾波電容的大小成比例，圖3說明了為什么會如此。連接100 pF電容的節點被引出，以便連接外部電容。
降低誤差放大器的噪聲增益對啟動時間的影響不如對基準電壓進行濾波那樣大，因而更容易在啟動時間與輸出噪聲之間權衡選擇。遺憾的是，對于固定輸出LDO,由于無法接入反饋節點，輸出噪聲一般無法降低。然而，在大多數可調輸出LDO中，很容易接入反饋節點。
如果誤差放大器的噪聲貢獻大于基準電壓源的貢獻，則降低誤差放大器的噪聲增益可以顯著降低LDO的總噪聲。確定誤差放大器是否是主要噪聲來源的一種方法，就是比較特定LDO的固定輸出版本與可調輸出版本的噪聲。如果固定輸出LDO的噪聲遠低于可調輸出LDO,則誤差放大器是主要噪聲源。
圖5所示為一個2.5 V輸出可調LDO,R1、R2、R3和C1為外部元件。所選的R3用于將放大器的高頻增益設置為1.5倍至2倍。某些LDO的相位裕量較低，或者在單位增益下不穩定。所選的C1用于將降噪網絡（C1、R1和R3）的低頻零點設置在10 Hz至100 Hz范圍內，確保1/f區中的噪聲得到充分降低。
圖5. 降低可調輸出LDO的噪聲增益
圖6顯示了降噪（NR）網絡對高壓可調LDO噪聲譜密度的影響。從圖6可以看出，在20 Hz至2 kHz范圍，噪聲性能提高大約3倍（~10 dB）。注意，兩條曲線在20 kHz以上融合，這是因為誤差放大器的閉環增益達到放大器的開環特性，無法進一步降低噪聲增益。
在同一頻率范圍內，PSRR性能也有改善（更多信息參見"改善PSRR"部分）。
圖6. 可調輸出LDO的噪聲譜密度
LDO數據手冊中的噪聲規格
通常，LDO數據手冊通過兩種方式來規定內部噪聲：
● 一定帶寬內的總積分噪聲，用 V rms表示（見圖7）
●噪聲譜密度曲線，噪聲與頻率的關系用 V/ Hz表示（見圖6）ADI公司數據手冊規定10 Hz至100 kHz帶寬內的總積分噪聲。圖7顯示了10 Hz至100 kHz帶寬內ADP223在不同輸出電壓下的總均方根噪聲與負載電流的關系。
通常而言，輕負載下的均方根噪聲較低，因為LDO的帶寬隨著靜態電流而降低。當負載電流達到數mA時，LDO以全帶寬工作，噪聲不隨負載而變化。
圖7. 均方根噪聲與負載電流和輸出電壓的關系（ADP223）
圖8所示為ADP223的噪聲譜密度圖，它顯示了10 Hz至100 kHz頻率范圍內噪聲譜密度隨輸出電壓的變化情況。
在該帶寬內對此圖中的數據進行積分可得到均方根噪聲。
對于任意頻率范圍，可以使用以下公式來估算均方根噪聲：
其中：
BW = NFU -NFL
NFL為頻率下限時的噪聲（單位μV/√Hz）。
NFU為頻率上限時的噪聲（單位μV/√Hz）。
例如，對于圖8中的1.2 V輸出，10 Hz至100 Hz范圍內的均方根噪聲約為：
噪聲譜密度測量在足夠高的負載電流下進行，確保LDO以全帶寬工作，但又不能過高，以至于引起嚴重的自熱效應。對于最大輸出電流為1 A或以下的大多數LDO,10 mA較為適當。
圖8. 噪聲譜密度與輸出電壓的關系（ADP223）
比較LDO噪聲指標
均方根噪聲用單一數值表示，因此它是用于比較不同LDO性能的一個有用指標。然而，進行比較的LDO的噪聲指標必須是在相同的測試條件下測得。
例如，在10 Hz至100 kHz范圍內，1.2 V輸出的ADP223均方根噪聲約為27.7 μV rms.如果噪聲帶寬降到100 Hz至100kHz,則均方根噪聲降至約26.2μV rms.均方根噪聲之所以降低，是因為進行的噪聲測量不再包括10 Hz至100 Hz范圍內的8.9μV rms噪聲。
此外還必須留意所考慮的LDO的降噪特性。對于需要外部電容進行降噪的LDO,不使用電容時的噪聲可能比使用電容時高100倍。在要求小尺寸和低成本的應用中，出于節省PCB面積和成本考慮，可能會選擇不需要外部降噪電容，但噪聲略高于需要降噪電容的LDO.
LDO PSRR
LDO的PSRR常常與內部噪聲相混淆。簡單地說，PSRR衡量電路抑制電源輸入端出現的外來信號（噪聲和紋波），使這些干擾信號不致于破壞電路輸出的能力。電路的PSRR定義如下：
其中，VEIN和VEOUT分別是輸入端和輸出端出現的外來信號。
對于ADC、DAC和放大器等電路，該PSRR適用于向目標電路內部供電的輸入端。對于LDO,輸入電源引腳為調節輸出電壓和內部電路供電。
PSRR與頻率的關系
PSRR不是通過單一值來定義，因為它與頻率相關。如圖1所示，LDO由基準電壓、誤差放大器、MOSFET或雙極性晶體管等功率調整元件組成。誤差放大器提供直流增益以便調節輸出電壓。誤差放大器的交流增益特性在很大程度上決定了LDO的PSRR.典型LDO在10 Hz時可能具有高達80 dB的PSRR,但在數十kHz時則可能降至僅20 dB.
誤差放大器增益帶寬與PSRR的關系如圖9所示。本例已進行高度簡化，輸出電容和調整元件寄生效應被忽略。
PSRR等于60 dB開環增益的倒數，直到3 kHz時增益開始滾降。PSRR以20 dB/10倍的速率降低，直到3 MHz時PSRR達到0 dB;對于此后所有更高的頻率，PSRR保持0 dB不變。
圖9. 簡化的LDO增益與PSRR的關系
圖10的PSRR曲線顯示了表征LDO PSRR的三個主要頻域：
基準電壓PSRR區、開環增益區和輸出電容區。
圖10. 典型LDO PSRR與頻率的關系
基準電壓PSRR區取決于基準電壓放大器的PSRR和LDO開環增益。理想情況下，基準電壓放大器完全不受電源擾動的影響。實際上，基準電壓只需要抑制最高數十Hz的電源噪聲，因為誤差放大器反饋確保在低頻時具有高PSRR.
在大約10 Hz以上的第二區中，PSRR主要由LDO的開環增益決定。此區中的PSRR是誤差放大器增益帶寬（最高為單位增益頻率）的函數。在低頻時，誤差放大器的交流增益等于直流增益并保持不變，直至達到3 dB滾降頻率。在高于3dB滾降點的頻率，誤差放大器的交流增益隨著頻率提高而降低，變化速率通常為20 dB/10倍。
在誤差放大器的單位增益頻率以上，控制環路的反饋對PSRR無影響，PSRR由輸出電容和輸入與輸出電壓之間的任何寄生效應決定。在這些頻率，輸出電容ESR和ESL以及電路板布局布線會強烈影響PSRR.為了降低高頻諧振的影響，必須特別注意布局布線。
PSRR與負載電流的關系
如"PSRR與頻率的關系"部分所述，LDO的PSRR取決于誤差放大器反饋環路的增益帶寬，任何會影響此環路增益的因素都會影響LDO的PSRR.負載電流可以通過兩種方式影響PSRR.
在低負載電流下（通常小于50 mA），調整元件的輸出阻抗很高。由于控制環路的負反饋，LDO輸出似乎是理想的電流源。輸出電容和調整元件形成的極點導致輸出阻抗出現在相對較低的頻率，并且往往會提高低頻時的PSRR.低電流時輸出級的高直流增益往往也會提高誤差放大器單位增益點以下頻率時的PSRR.
在重負載電流下，LDO輸出不太像是一個理想電流源，調整元件的輸出阻抗相對較低，導致輸出級的增益降低。輸出級增益的下降使得直流到反饋環路單位增益頻率范圍內的PSRR降低。圖11顯示直流增益隨著負載電流的降低而顯著下降。從200 mA到100 mA,ADP151的直流增益下降超過20 dB.
輸出級帶寬因為輸出極點頻率的提高而提高。在高頻時，PSSR似乎應當隨著環路帶寬的提高而提高，但實際上，由于總環路增益的降低，高頻PSRR可能沒有提高。一般而言，輕負載時的PSRR優于重負載時的PSRR.
圖11. 典型LDO PSRR與負載電流的關系（ADP151）
PSRR與LDO裕量的關系
LDO的PSRR也與輸入到輸出的壓差或裕量有關。對于固定裕量電壓，PSRR隨著負載電流的提高而降低，這在重負載電流和小裕量電壓時尤其明顯。圖12顯示了2.8 V輸出ADP151在200 mA負載、500 mV和1 V裕量下的PSRR差異。
隨著負載電流提高，調整元件（ADP151的P-MOSFET）脫離飽和狀態，進入三極工作區，其增益相應地降低，這導致LDO的總環路增益降低，因而PSRR下降。裕量越小，則增益降幅越大。在某些小裕量電壓，控制環路根本沒有增益，PSRR降至0.
圖12. 典型LDO PSRR與裕量的關系（ADP151）。
降低環路增益的另一個因素是調整元件具有一個非零電阻，或稱RDSON.RDSON包括MOSFET導通電阻、片內互連電阻和線焊電阻。RDSON通過LDO的壓差電壓估算。例如，WLCSP封裝的ADP151在200 mA負載下的最差情況壓差電壓為200 mV,這意味著RDSON約為1.0Ω 。圖13顯示了調整元件和RDSON的簡化原理圖。
圖13. 簡化的LDO顯示調整元件電阻
負載電流引起的RDSON上的任何壓降都會導致調整元件有效部分的裕量降低相應的量。例如，如果調整元件是一個1 器件，負載電流為200 mA,則裕量將降低200 mV.當LDO在1 V或更低的裕量電壓下工作時，估算LDO PSRR時必須考慮此壓降。
改善PSRR
在既定的負載電流下，LDO的PSRR可以通過多種方式加以改善：
●讓LDO在至少1 V的裕量下工作。某些LDO,如ADP151等，能夠在低至500 mV的裕量下很好地工作。
●使用最大負載電流額定值至少比預期負載大1.5倍的LDO.
●在LDO的輸入端或輸出端增加外部濾波。
●如果裕量足夠，級聯兩個或更多LDO.
增加外部濾波以提高PSRR
增加外部濾波可以大大改善LDO電路的PSRR,但是，其代價是電路更復雜，并且裕量和效率會降低。根據應用不同，可以將額外濾波添加到LDO的輸入端（前置濾波）或輸出端（后置濾波）。
后置濾波常常用于LDO輸出端存在顯著低頻噪聲的場合，如ADP151等現代低噪聲LDO不再需要后置濾波。后置濾波的缺點是濾波器電感的電阻會引起額外的負載調整誤差。
當必須抑制高頻噪聲時，如開關轉換器的輸出電壓紋波等，增加前置濾波更合適，而且它不會影響負載調整。
圖14顯示一個LDO電路同時采用前置濾波和后置濾波，然而，通常情況下僅使用一個外部濾波器。
圖14. 采用外部前置濾波和后置濾波的LDO
濾波器的主要元件是LF和CF,用于設置濾波器的轉折頻率。CD和RD消除LF和CF的諧振。CIN和COUT是用于LDO的典型輸入和輸出電容，但CIN不是必需的。
CF、LF、CD和RD的值可以通過以下方程式來確定：
例如，假設必須將一個開關轉換器的1 MHz紋波降低至少30 dB,100 kHz至200 kHz的轉折頻率應當足夠。
根據方程式9,假設CF = 1μF、LF = 1μH,則fC = 160 kHz.
根據方程式10,CD = 10μF;根據方程式11,RD = 1Ω。
圖15顯示了示例濾波器的響應。1 MHz時的衰減約為33 dB,最大峰化約為0.7 dB（81 kHz時）。
電感LF的直流電阻應盡可能低，以使裕量降幅最小（對于后置濾波器，則使負載調整誤差最小）。電感的飽和電流也必須至少像電路的最大預期負載電流一樣高。
圖15. 示例紋波濾波器的響應
級聯多個LDO以提高PSRR
在裕量充足的應用中，級聯多個LDO（如ADP151等）可以大大提高PSRR,同時保持ADP151的低輸出噪聲特性。圖16顯示兩個級聯LDO的原理圖。旁路電容CIN、COUT和CO等于ADP151數據手冊的推薦值，即1μF.
圖16. 級聯LDO
所選的LDO1輸出確保LDO2上的裕量至少為500 mV.為獲得最佳性能，LDO1上的裕量至少也應為500 mV.圖17比較了一個1.8 V ADP151與兩個級聯ADP151的PSRR.兩種情況下的負載電流和裕量均分別為200 mA和1 V.從圖17可以清楚地看出，級聯兩個LDO可以將寬頻率范圍內的PSRR提高多達30 dB.
圖17. 一個LDO和級聯LDO的PSRR
比較LDO PSRR指標
比較LDO的PSRR指標時，應確保測量是在相同的測試條件下進行。許多舊式LDO僅說明120 Hz或1 kHz時的PSRR,而未提及裕量電壓或負載電流。至少電氣技術規格表中的PSRR應針對不同的頻率列出。為使比較有意義，最好應使用不同負載和裕量電壓下的PSRR典型工作性能曲線。
輸出電容也會影響高頻時的LDO PSRR.例如，1 μF電容的阻抗是10μF電容的10倍。在頻率高于誤差放大器的0 dB交越頻率時，電源噪聲的衰減與輸出電容有關，此時的容值特別重要。比較PSRR數值時，輸出電容的類型和值必須相同，否則比較無效。
LDO總噪聲
內部噪聲和PSRR均構成LDO總輸出噪聲的一部分。根據應用不同，內部噪聲和PSRR二者之一的貢獻可能很重要，或者二者的貢獻均很重要。當PSRR和內生噪聲對應用的整體性能均有影響時，就無法應用噪聲的單一數值。
一個典型應用是利用開關轉換器為RF PLL供電。為了抑制來自開關轉換器的紋波，輸出通過一個LDO進行調節。
LDO的內部噪聲會輕微調制PLL的電源，從而在PLL的輸出端引起相位噪聲。PLL的相位噪聲由VCO頻率偏移引起，與電源電壓有關，表示為 △f/△V,常常稱為VCO的推移增益。
LDO的PSRR可以降低開關轉換器在LDO單位增益頻率以下的噪聲。超出LDO的單位增益頻率時，開關轉換器噪聲由LDO輸出電容或LDO之后的無源濾波進行衰減。未經充分衰減的開關轉換器頻率諧波表現為PLL頻率任一端上的雜散。
結束語
一般而言，LDO噪聲包括兩部分：內部或內生噪聲以及外部或外生噪聲。
熱噪聲和1/f噪聲是主要的內生噪聲源，與LDO的設計和半導體技術有關。
外部噪聲有許多來源，但最常見的是LDO輸入電源的噪聲。
由于LDO具有高增益以確保良好的線路和負載調整性能，因此它能夠衰減來自輸入電源的噪聲和紋波，這就是LDO的PSRR.LDO的帶寬有限，因此其PSRR隨著頻率提高而降低。LDO帶寬之外的噪聲無法通過LDO本身進行衰減，可以利用無源濾波器來降低。
