前言：在《測量電子電路設計-模擬篇》中，作者講述到一種超級伺服電路，不是很理解，遂查詢相關資料驗證，記錄如下。
1、要求
要求設計一種前置低噪聲的放大器，輸入阻抗100k歐，電壓增益60dB, 輸出阻抗在1歐以下，增益頻率特性是DC~100kHz，電源電壓+-15V,最大輸出電流是+-10mA以上，最大輸出電壓+-10V以上，輸入換算噪聲電壓密度5nV/√hz。
2、作者設計的電路如下：
兩級同相放大，運放作者選擇的是NJM5534，在Multisim中沒有這型號，我嘗試用NE5534來代替，然而結果卻是沒有任何輸出.這是什么原因呢？
真的沒有輸出哎，我糾結了。
無奈之下，我換運放，換成了OP07。結果好了。為了驗證超級伺服電路的正確性，我往200Hz,10Vpp的正弦波輸入信號中加入了10mV的直流偏置，這時候，我是沒有加入超級伺服電路的（第二級放大級下面斷開了與伺服電路的連接）。仿真結果如下：
可以看出，由于直流偏置也同樣的被放大992倍，然后輸出飽和了。
接下來我們看看超級伺服電路的能力到底如何了：
嗯嗯，真的很完美，直流偏置果斷被伺服電路清理得一干二凈，如此我們可以推想，在實際電路中，伺服電路也可以把失調電壓給消除，很好地放大交流信號的。
3、考察完其電路性能后，我想知道這個電路的設計原理，于是得到了如下的資料：
（1）伺服的定義是：
伺服是使物體的位置、方位、狀態等輸出被控量能夠跟隨輸入目標（或給定值）的任意變化的自動控制系統。
（2）、問題的提出：
盡管直流放大器有很多優點，然而輸出端中點電位的漂移仍是其最大的致命傷，即使是再高級的放大器也難去除這個弊端，雖說“菱形差動電路”、“鏡影對稱電路”可算是比較有效的對策，但是畢竟金錢代價過高，一直等到伺服電路的出現，這個問題才勉強算解決，之所說是“勉強”是因為，用上伺服電路則使得直流放大器不能放大直流信號，這個好糾結。
（3）、正相放大伺服電路
電路中包含兩組濾波器，R1和C1是被動式低通濾波器（什么是被動式），C2和R2則是主動式低通濾波器，他們兩個的任務都是把放大器輸出端的極低頻率成分檢出，作為伺服信號。兩個濾波器都是以6dB/oct 的特性衰減高頻。也許一開始你會以為是兩組RC，而誤以為是12dB/oct,實則不然。因為被動濾波器和米勒積分器的響應曲線是不一樣的。
圖a是米勒積分器的，它是有增益的， 故在0dB之上，圖b是被動濾波器的，無增益，所以在0dB之下，那么只要令他們的截止頻率相同即可合成(c)這樣連續的響應曲線。所以R1=R2，C1=C2.
知識補充說明：
分頻斜率（也稱濾波器的衰減斜率）用來反映分頻點以下頻響曲線的下降斜率，用分貝/倍頻程（dB/oct）來表示。它有一階（6 dB/oct）、二階（12 dB/oct）、三階（18 dB/oct）和四階（24 dB/oct）之分，階數越高，分頻點后的頻率曲線斜率就越大。較常用的是二階分頻斜率。高階分頻器可增加斜率，但相移位大；低階分頻器能產生較平緩的斜率和很好的瞬態響應，但幅頻特性較差。
oct 是 octave的簡寫。用log2（f2/f1）求得。（log以2為底。）所以從50hz到200hz是 log2(200/50)=2個oct。那200hz處就是2×10＋0.02=20.02db
如此，我明白了超級伺服電路的原理了。 |
