網絡串行解串器（SERDES）的串行數據輸出速度已經高達28Gbps，并且還在繼續發展。在如此高數據速率的條件下，即使很短的PCB走線也會起到傳輸線的作用，進而通過衰減和散射降低信號完整性。在芯片的焊球上監視SERDES發送器輸出信號很難做到。通常信號會引到SMA或SMP連接器后再用示波器進行監測。然而，信號特性會因為IC和連接器之間的傳輸線而發生改變。因此，真正的挑戰是在SERDES引腳處監視信號性能，而這可以通過去除傳輸線效應來實現。本設計實例介紹了一種去除傳輸線的方法。
假設H（s）是走線的沖激響應，如果X（s）是輸入信號，那么從數學角度看：
Y（s）=H（s）×X（s）
X（s）=Y（s）×H-1（s）
可以將H-1（s）實現為有限沖激響應（FIR）濾波器，并使用MATLAB確定濾波系數（參考文章最后的文檔）。
走線的H（s）可以用網絡分析儀進行測量，測量的對象是Sdd21.首先需要確定FIR濾波器（hf（t））的系數，其頻率響應（Hf（s））接近上述測量的Sdd21的倒數，即Hf（s）=H-1（s）。計算濾波器系數的方法是先從特定系數開始計算頻率響應，然后計算H（s）和Hf（s）之間的幅度誤差。最后使用優化算法改變系數，直到使和方差最小。
參考FIR_filter_design.m，nc是FIR濾波器中的系數值，drate是單位為Gbps的輸入串行數據的數據速率。選擇合適的fs，使fs/drate為整數。這樣將定義用1個比特表示的系數值。Ncbit給出了相鄰系數間的時間差。假設N是頻率響應Hf（s）中的點數，numfpts=N/2是奈奎斯特范圍內的頻點數。濾波器傳遞函數的奈奎斯特頻率就是fs/2.然后定義finmin到finmax的頻率范圍，這樣就可以計算這個范圍內的幅度誤差了。
對應奈奎斯特的濾波器頻率點為：
Hz1=（k×fs）/（2×numfpts），k=0～numpts-1
插值運算是通過計算Hz1頻率點處的Sdd21幅度完成的。將濾波系數初始化為某個值。使用freqz MATLAB函數計算濾波器的頻率響應幅度，然后確定插值后獲得的Sdd21幅度數據間的誤差。使用MATLAB fminbnd函數可以最大程度地減小和方差，最小化算法有許多實現方式，本文提供的代碼只是其中一種。
實驗結果
為了演示FIR濾波器的效果，使用一臺Keysight 86100D采樣示波器和一臺Tektronix的BERTScope，生成了速率為10.3125Gbps的圖案。BERTScope的輸出連接到DS0，波形存儲在示波器內存中，如圖1所示（洋紅色）。然后將BERTScope輸出連接到PCB上的傳輸線；通道的SDD21（dB）的變化如圖2所示。將通道的輸出連接到DS0（黃線）。通道引起的衰減和散射顯著劣化了波形。在示波器的數學功能選項中有一個線性均衡器模塊，它的輸入是濾波系數。在信號路徑中插入該線性均衡器模塊，然后輸入濾波系數。該模塊的輸出用綠線表示。FIR濾波器消除了通道的ISI效應，而且恢復的波形相當完美。
圖1：BerScope PRBS7輸出（洋紅色）；PCB走線輸出端的信號（黃色）；FIR濾波器輸出（綠色）。
圖2：PCB走線的Sdd21.
從MATLAB代碼獲得的FIR系數是：
0.766， -0.115， -0.097， -0.119， -0.090， -0.099，-0.083， -0.033， 0.028， 0.015， 0.042， 0.013， 0.024，-0.008， 0.002， -0.019， 0.000， -0.025， 0.005，-0.014， 0.011， -0.007， 0.021， -0.002， 0.014，-0.009， 0.009， -0.018， 0.003， -0.022.
本文小結
通過消除PCB走線引起的衰減，濾波器極大地提高了信號完整性。這個過程可以用示波器、離線式或硬件實現等方式進行。
BertScope輸出和濾波器輸出之間存在一些差異，引起這些差異的原因是：
●第一個用戶界面（UI）中存在一些尖峰。這是濾波系數a2、a3和a4的值較大引起的。大多數高頻放大是通過這些系數完成的，因此會引起尖峰。通過修改算法可以加以糾正。
●應該使用低通濾波（LPF）函數對H1（s）加以頻帶限制。這將形成頻帶受限的濾波器，并在整個傳遞函數上盡量減少誤差。這樣也有望減小第一個UI中的峰值。本文中的濾波器是通過定義fmin和fmax實現頻帶受限的，這種方法會引入一定的誤差。
●在確定濾波器系數時沒有包含相位信號，這也會引入一定的誤差。
通過在設計算法中采取這些校正措施，可以改進濾波系數的計算。 |
