1. Class H 功能概述
Class H技術是一種提高音頻系統效率的動態調壓技術。其原理是由音頻功放實時檢測音頻輸入，根據所要輸出的信號擺幅，給出供電電壓調節信號；boost根據接收到的電壓調節信號，動態調節輸出電壓。通常，輸出功率一定時，功放的效率會隨供電電壓的增加而降低，boost 的效率同樣會隨輸出電壓的提高而降低。由于音頻信號通常具有比較高的峰值因數，平均功率只有峰值功率的40%或更低。Class H技術可實現boost的輸出電壓對于音頻 輸出幅值的動態追蹤，使得boost的輸出（即功放供電電壓）保持在“剛剛好”的電壓上，既不會因為boost輸出電壓不足而發生削波失真，又避免了因為boost輸出電壓過高而降低系統效率，整個音頻系統總是工作在效率最優的狀態。圖1為Class H應用系統框圖。圖2為boost輸出電壓和功放音頻輸出的實測波形示例。
對于便攜式音頻系統，如便攜式藍牙音箱、拉桿音箱等，Class H技術可在相同的電池容量下，大幅提高續航時間，對于降低產品內部溫升亦有幫助。表1展示了同一套系統，在音樂、音量都相同的情況下，打開或關閉Class H 功能的對比實測結果。當關閉Class H 功能時，boost輸出電壓保持在最大音頻功率所對應的最高值。
ACM86xx全系列數字輸入音頻功放均可支持Class H功能。ACM86xx以PWM 的形式給出的電壓調節信號，更低的占空比對應于更高的boost輸出電壓，反之亦然。此PWM信號， 經過適當的RC低通濾波后，連接至boost的FB引腳，即可實現對于boost輸出電壓的動態調節。只要boost具有足夠的功率輸出能力，ACM86xx的Class H功能可以與任何boost芯片配合。
2. Class H 設計指南
2.1 硬件部分
ACME 軟件集成了Class H參數計算功能。用戶可根據系統需求輸入參數，即可得到硬件參考設計。
下面以單串鋰電池 + TPS61288 (boost) + ACM8625 為例，解析硬件設計過程。表 2 列 出了設計范例的參數，
1) 點擊 Enable
2) 根據音頻峰值功率需求和喇叭阻抗，確定 boost輸出電壓范圍。
此案例中，最大音頻功率為2*15W，喇叭阻抗4歐姆。查詢 ACM8625 Output Power vs. PVDD 曲線（規格書 Figure 3），最高電壓應為 13V 左右。考慮到 boost 環路帶 寬較低，負載跳變時輸出電壓易出現較大跌落，這里取 15V 作為 Class H 中的最高 電壓。最低電壓略高于電池電壓即可，這里選擇 8.5V。
3) 查詢 boost 規格書，得到 boost 的 FB 電壓，如圖3。
得到 TPS61288 的 feedback 參考電壓為 0.6V。
4) 選擇合適的boost下反饋電阻阻值，通常可為幾k 到幾十k歐姆之間。 這里選擇15k。
5) 選擇功放的DVDD電壓與GPIO引腳。 DVDD是硬件設計中，為ACM86xx的DVDD分配的供電電壓，這里選擇3.3V。 Class H GPIO為Class H信號由ACM86xx上哪一個引腳引出，應該與硬件設計相匹配。共有兩個選項，GPIO3對應與芯片的Pin 5，GPIO1對應于芯片的Pin 9。這里選擇GPIO3。
經過上述步驟，即可得到RC阻容值，包括圖4中的R1，R2，R3，R4，C1，C2。此外，
其他硬件設計細節問題，例如 boost 選型與輸出電容選擇等，在第4部分中予以討論。
2.2 軟件部分
當連接到demo板進行在線調試時，每輸入一個參數并且按回車，軟件都會更新芯片中的寄存器。調試完成后，隨其他調音參數一起，export為.c 文件，最終集成到主平臺軟件上作為功放初始化腳本。
3. 調試指南
3.1 調試步驟
ACME 建議的調試步驟如下：
第一步，功放空載不接喇叭，輸入為1kHz連續正弦波信號，手動給從低到高幾個不同幅值的輸入，萬用表測量boost輸出電壓。當輸入為0或者幅值很低時，boost輸出應等于預設的Class H 最低電壓; 當輸入不斷增大時，boost輸出應逐漸增加，直到到達預設的Class H最高電壓。
第二步，功放空載不接喇叭，輸入1kHz連續正弦波信號，掃描THD+N vs. Output Power曲線。在到達設計的最高輸出功率前，THD+N不應有明顯增加。
第三步，接上喇叭或與喇叭阻抗相等的純電阻負載。以正弦波測試，重復第二步。典型 曲線如圖 5 所示。若第二步無異常，而第三步發生異常，則說明 boost 功率能力不足。
第四步，調整輸入幅值，使得輸出達到系統最大輸出功率，以正弦波作為輸入，掃描THD+N vs. Output Power曲線。在整個音頻帶內，THD+N不應超出系統要求的最大失真（通常為1%），如圖6所示。
第五步，前述步驟都已確定無問題以后，以實際喇叭播放音樂進行聽音測試。
3.2 故障排除方法
Class H 工作不正常的常見現象包括，Boost電容、電感嘯叫，音頻輸出失真偏大，喇叭聲音異常等等。出現此類異常時，可參考以下兩種方法進行調試。
方法一，將 boost 輸出與功放的PVDD供電斷開，使用外接功率能力足夠的穩壓電源測試。如果故障排除，則說明Class H動態升壓部分確有問題；如仍然異常，則說明此故障與Class H無關，建議先bypass Class H調試。
方法二，將喇叭取下，即功放空載，掃描THD+N對頻率和輸出功率曲線。如果故障排除，則說明是由于boost功率能力不夠引起的問題，需要改善boost動態性能，或者更換輸出功率能力更強的boost。
經上述兩種方法判斷，如果故障仍然存在，則可以斷開功放Class H引腳的所有連接（除了到 DVDD 上拉電阻應保留），給到功放不同幅值的輸入信號，用示波器觀察Class H引腳的PWM輸出波形。圖7為幾種不同輸入幅值時，PWM的占空比變化情況。
4. 常見問題討論
4.1 boost選型
Class H設計中的boost選型，主要由音頻功率指標所決定。需要注意的是，一般所講的最大音頻功率指的都是以正弦波來衡量的RMS功率。然而，正弦波的峰值功率實際上是RMS功率的兩倍。Boost應當按照能夠提供此峰值功率。舉例來說，對于一個標稱最大功率為15W的4歐姆雙聲道設計，實際上功放輸出的峰值功率是30W*2，即60W；再查看ACM86xx的規格書，得到此工況下的效率值，這里假設為83%；即可得到boost的最大負載 功率為30W/83%，大約為72W。對于忽略各種損耗的理想Boost，
其中， 𝐼是boost平均電感電流， 𝐼_是電感峰值電流， 𝑉為boost輸入電壓， 𝐼為boost輸出電流，𝐷為占空比，T為開關周期。
具體舉例來說，當VIN 為7.2V，VOUT為15V，IOUT 為5A，開關頻率為600kHz，L為2.2uH 時，理論上輸入的峰值電流可達12A。而實際情況下，考慮boost控制環路有限的帶寬，在輸出電壓動態變化時往往會出現更高的峰值電流。因此，在boost選型時，其負載能力（通 常是指開關電流限值）至少應該能夠覆蓋模擬音頻信號的正弦波峰值功率的需求，能提供20%以上的裕量更佳。
在實際播放音樂中，應用Class H功能時，boost的輸出電壓和負載狀況不斷跳變。在音頻峰值出現時，boost由輕載過渡到重載狀態，輸出電壓會有跌落。正確的設計應保證跌落的boost輸出電壓仍高于最大的功放輸出擺幅，不會引起功放輸出削波失真。前述例子中的測試波形，如下圖所示。當每個通道的輸出功率從15W增大到20W時，輸出擺幅增大，出現了削波失真。
此類削波失真出現的常見原因，除了 boost 自身功率能力不足以外，與 boost 的輸出電容 選擇以及環路補償設計也密切相關。這些內容將在下一小節中討論。
4.2 boost 輸出電容與環路優化
傳統音頻功放設計中，為了避免在音頻瞬態峰值信號到來時電源電壓大幅跌落導致的削 波失真，功放的電源輸入端往往會放置幾百甚至幾千uF 的大電容。而在Class H設計中， boost輸出電壓是根據音頻信號動態變化的。boost輸出電壓的改變需要為其輸出電容充放電，而這些電荷又是boost的負載電流提供的。過大的輸出電容，會加重boost的負載壓力， 使得電壓追蹤能力下降。從另一個角度講，輸出電容增大會使得boost控制環路中的主負載極點向更低頻移動，限制了控制環路的帶寬和動態性能，無法充分發揮boost的動態能力。使用大容量電解電容還占用了更大的空間，也推高了硬件成本。
圖10是不同輸出電容組合，相同的環路補償參數下，以1kHz正弦波輸入掃描THD+N vs. Output Power 曲線，再固定2*15W的輸出功率掃描THD+N vs. Frequency�？梢姡瑢τ谀繕俗畲笠纛lRMS功率 2*15W，僅使用50uF 陶瓷電容（考慮 DC bias 衰減后的有效容值）， 已經能夠滿足要求失真要求，而不必再另外增加boost輸出電容。
進一步，再討論不同環路補償參數的影響。 在前述測試條件基礎上，功放增大輸出功率到 2*18W，boost 輸出端增加一個 100uF 電解 電容，以比較不同 boost 環路補償參數對失真度的影響。TPS61288 控制環路為峰值電流模式， 當輸出 2*18W/85%時，此時負載主極點位于，
電解電容的 ESR 零點位于，
考慮陶瓷電容對電解電容 ESR 零點的影響，實際的輸出電容網絡 ESR 零點頻率還會略高一些。 幾組 RCOMP, CCOMP補償參數及其對應的補償零點分別為，
15k + 1nF，fcomp_z=10.6kHz
33k + 1nF，fcomp_z=4.8kHz
51k + 1nF，fcomp_z=3.1kHz
考慮到 ESR 零點與負載主極點距離較遠，在保持環路穩定的前提下，補償零點越靠近負載 主極點，則環路帶寬越高，動態響應越好。這表現為重載條件到來時boost能夠快速響應，其輸出電壓不會跌落太大，發生削波失真。圖11為輸出功率為2*18W，其他測試條件相同，上述三組補償參數所對應的THD+N vs. Frequency掃描結果。可見經過恰當補償的boost環路， 可以有效改善削波失真。
此外，測試中還包括了一組參數，保持RCOMP不變，將CCOMP加大，
51k + 2.2nF，1.4kHz
從圖11上可見，雖然其補償零點頻率更低，但其環路補償效果仍差于51k+1nF。這是因為， 更大的CCOMP使得boost環路的開環增益曲線在低頻段的下降斜率加大，最終導致環路帶寬不增反降。
如圖12所示，從時域波形上同樣可以觀察到合適的補償參數改善了環路動態性能，降 低了boost輸出電壓的波動幅度，改善了削波失真程度。
值得一提的是，ACM86xx 集成了Look-ahead功能，可在音頻功率峰值到來之前，提前幾個ms將boost輸出電壓升高到所需的電壓值，大幅度減輕了音頻功率峰對于boost的沖擊。
總之，當出現boost輸出電壓波動過大導致削波失真時，應首先考慮優化boost環路參 數，改善其動態負載性能。若仍然無法滿足要求，再考慮增大輸出電容，重新迭代環路優化過程，直到削波失真程度降低到可以接受為止。
4.3 boost 環路穩定性
在 Class H應用中，boost的輸出電壓不斷變化，負載也在不斷變化，boost應始終保持 環路穩定，不應出現環路失穩時常見的“大小波”或“multi-pulse”現象，這就對boost的環路 設計提出了較高要求。環路失穩常常會導致電感電流紋波增大或輸出電壓不穩，引起電容電感嘯叫。
通常來說，輸入電壓越低，輸出電壓越高，負載電流越大，boost控制環路越容易失穩。 因此，Class H中boost環路設計的最惡劣工況，應該是最低輸入電壓、最高輸出電壓、最大音頻功率輸出時，設計測試中應首先確保此工況下的穩定性。在此基礎上，再不斷調節音頻輸出幅度，確保其他工況下的穩定性。
4.4 電池電壓跌落、boost 最低工作電壓
從前述分析可知，電池供電的音頻系統，尤其是單節電池系統，boost在工作時會從電 池輸入端抽取很大的電流。且放電截止電壓越低，boost升壓比越大，輸入側峰值電流越高。 因此，應根據系統的電流能力，仔細考慮電池放電的截止電壓。必要時還可設置boost的限 流值，防止boost輸入電流過大，將電池電壓拉到低于整個的系統欠壓閾值，導致系統重啟。 系統的電流能力的主要考慮因素包括，電池本身的放電電流能力，電池等效內阻，線損。另外，如果系統上電池放電經過Charger芯片，還應將charger的電池放電MOS的電流能力考慮在內。
5. 總結
ACM86xx 系列功放集成了Class H功能，可與各種boost轉換器一起，有效提高各種音頻系統的效率，降低發熱量，大幅提高電池的續航時間。ACME 軟件可以幫助設計者快速完 成 Class H相關的軟硬件配置。本文還討論了 boost 選型、調試過程等常見問題，為設計者提供了完整的Class H設計指南。
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