在大多數降壓型DC-DC開關轉換器中，成本、尺寸、電阻和電流容量決定了電感的選取。很多這種應用都在開關轉換器數據手冊或評估板中給出了特定的電感值，但是這些值通常都針對特定應用或者滿足特定性能標準。本文中將討論使用開關穩壓器MAX86?6的評估板來評估各種電感的效率、噪聲(輸出紋波)和暫態響應。 該評估板包含有一個0.47mH電感，可以同時提供較高的效率和快速負載暫態響應。較低的電感值導致較低的效率，較大的電感以暫態響應為代價提供更高的效率。本文中討論的其他電感經過選擇可以與評估板的PCB封裝相匹配，并且能以最小的改動(如果需要)來配合評估板的電路。
尺寸考慮
表1中兩個系列的電感提供不同的磁芯尺寸。它們的外形相似，但是FDV0630系列電感在電路板上要高1mm。較高的高度使得使用較短的銅線成為可能-使用更大的直徑或較少的匝數，或二者兼具。
0.2mH以及更低的電感表現出很低的效率，因此不考慮更小的電感。較小的電感值還帶來較大的峰值電流，它必須保持低于MAX86?6的最低電流限制以防止失穩。另一方面，大于1μH的電感也不合適。請注意較大的FDV0630系列電感具有相同的電感值和引腳，但是提供更低的電阻和更高的額定電流。關于電感磁芯的尺寸、材料和磁導率的詳細比較本文將不贅述。
表1-評估電感
磁芯的考慮
Toko公司的FDV系列電感采用鐵粉芯，它們提供更好的溫度穩定性并且相對于其他可選磁芯成本更低。其他選擇是鉬坡莫合金粉末(MPP)、氣隙鐵氧體以及鐵硅鋁磁合金(Kool Mm)或高磁通磁環。鑒于混合鎳、鐵和鉬粉末的成本，MPP通常是最昂貴的選擇，鐵硅鋁磁合金是一種次昂貴的復合粉末磁芯。在多數電源中常見的罐形、E和EI形磁芯為氣隙鐵氧體。這些外形可以在必要時提供靈活性和可變性，但是成本更高。高磁通磁環通常用于濾波電感而不是電源變換電路。
性能評估和效率比較
圖1電路中各種電感的效率比較顯示，在輸出電流低于2A時1μH電感具有最好的效率，在低于3A時0.2μH的效率最低。在電感量相同時，尺寸較大(FDV0630)直流電阻較低的電感在整個輸出電流范圍內可提供0.5%至1%的效率提升。
圖1：降壓型開關穩壓器MAX86?6評估電路。
對于FDV0620系列的0.47mH和1mH電感，可以注意到在2A附近其效率曲線有一個交叉：2A以下1μH電感具有較高的效率，2A以上0.47μH的效率更高。1μH電感所具有的較大串聯電阻導致了這種效率的差異。
另一種性能折衷可以從電感電流、電感電壓和輸出電壓紋波的典型波形中看出。使用電感量較小的FDV0620-0.47mH產生較高的峰值電流。輸出電壓紋波低于18mV峰峰值，而FDV630-1.0mH電感產生的紋波峰峰值剛超過12mV。峰值電流對輸出電容充電并且提供負載電流。在電容的ESR上會流入和流出較大的電流，這將產生較高的輸出電壓紋波。如果必要，可以通過使用較大的輸出電容來降低該紋波。
負載暫態的比較
不同的電感提供不同的負載暫態響應(IC和補償網絡同樣對該響應有貢獻)。MAX86?6需要外部補償，但是其他開關穩壓器IC包含內部補償，它們通常指定允許的電感值范圍。從另一方講，外部補償允許設計更加靈活。
圖2和圖3給出了圖1所示電路在從2A至5A再返回至2A的負載階躍時FDV0620-0.47μH和FDV0620-1μH電感的負載暫態響應，在圖3中，外部補償經過調整以配合1mH電感值。參考圖1，改變了以下三個元件來達到該目的：C10 = 1000pF，R4 = 5900W，R6 = 316W。請注意圖2中的輸出電壓過沖要低于圖3。對于具有相同電感量的DV0620和FDV0630系列，測量到的響應相同。
圖2：圖1電路使用FDV0620系列的0.47μF電感工作在3.3V輸入，1.8V輸出，2A-5A輸出電流時的負載暫態。
圖3：類似于圖2，但是使用FDV0620系列的1μF電感。
工作原理
在描述了電感選擇的測量結果之后，我們現在概括其工作原理。下面的等式忽略真實電感的寄生特性，但是它仍可為電感的工作原理提供良好的理解：
高邊MOSFET在電感充電期間(tON)導通，將電感連接至輸入電源電壓。在確定電感值以后，可以用tON = DT替換dt，用(VIN-VOUT)替換V，然后計算DI (即di)。表2給出了圖1所示電路中DI與本文所討論的電感之間的對應關系。圖1中電路滿足表2參數的條件是VIN= 3.3V，VOUT = 1.8V，DT=D*T，其中D為占空比(VOUT/VIN)，T為開關周期(1/fS)。
表2：給定電感值與電感電流變化值。
di/dt(DI/DT)的中值等于IOUT，因此峰值電流等于IOUT加DI/2。可以看到在負載電流相同時較小的電感將導致較大的峰值電流。
直流電阻
IC和電感的功率損耗可以從效率曲線得到。對于FDV0620-0.47mH，輸出電流取1A時效率為92.5%，輸出功率為1A乘以1.8V即1.8W，因此輸入功率為1.8/0.925 = 1.946W。總損耗為PIN -POUT = 0.146W。主要的功率損耗來自電感直流電阻、MOSFET RDS(ON) (導通電阻)以及開關損耗。IOUT 2*DCR(直流電阻)等于電感的功率損耗。
FDV0620-0.47uH在1A輸出電流時的DCR損耗為8.3mW，占總損耗的5.7%。在IOUT= 4A，PIN = 8.1W，POUT = 7.2W (效率= PIN/POUT = 88.9%)時，總損耗為PIN- POUT = 0.9W；FDV0620-0.47uH在4A時DCR損耗為132.8mW，占總損耗的14.7%。IOUT< sup>2的結果是在較大輸出電流時DCR損耗更大。
表3：DCR引起的功率損耗。
導通損耗
導通損耗是電感電流或IOUT、占空比(D)和R DS(ON)的函數：
PCOND = I LX < sup>2 * R DS(ON) * D
高邊導通損耗為：
1A輸出電流時，
4A輸出電流時，
低邊導通損耗為：
1A輸出電流時，
4A輸出電流時，
1A時R DS(ON)取室溫時測量的典型值，但是大電流時MOSFET工作在較高的溫度。R DS(ON)可以進行調整以適應較高的溫度，因此在4A輸出電流時取33mW。
開關損耗
開關損耗發生在開關打開和關閉的過程中，由MOSFET柵極電容充放電電流引起。在開關打開的瞬間，開關兩端的電壓較高，但是在電壓下降前電流持續上升。下面的等式可以使用逼近法粗略計算開關的功率損耗：
其中t SW為開通或關閉時間，f SW為開關頻率。對于1A輸出電流，
在本例中無法方便的測量t SW，因為MAX86?6的開關內置，它們共享公共連接LX(引腳15-16)。在死區時間前后，LX端的上升和下降時間大致各為5ns。
上面的功率損耗計算同時適用于開通和關閉。因為本例中LX端的上升和下降時間t SW相同，可以將該數值乘以4。如果MOSFET外置可以進行測量，然后可以單獨計算得到更精確的結果。對于0.47μH電感，在1A輸出電流時開通和關閉損耗大概各為32.96mW。
本文結論
在為PWM電壓模式開關穩壓器選擇電感時，很容易作出折衷。較大的電感提供較低的峰值電流和較低的損耗，可以提高效率。較小的電感通常帶來較低的效率，但是在負載變化時提供更快速的響應。另外，類似于電感值，較大的磁芯尺寸可以在電感值相同時提供更低的DCR，較低的DCR可以獲得更好的動態性能。在任何情況下，在確定最終電路之前都必須經過測試！ |
