1 引言
目前，開關電源正朝著高頻、高效、環保等方向發展。與傳統拓撲結構相比，三電平變換器由于具有開關管電壓應力為輸入直流電壓的一半，適合輸入電壓較高的場合，輸出電壓諧波小等優點，從而備受關注。此外，伴隨著高頻化發展，出現了軟開關技術，并結合三電平產生了不同拓撲的DC／DC變換器。傳統ZVS半橋三電平DC／DC變換器輕載時滯后管難以實現ZVS，且開通損耗嚴重。ZVZCS變換器消除了ZVS三電平變換器零狀態時變壓器初級環流，減小了初級通態損耗，同時改善了占空比丟失問題，近年來得到了廣泛研究。
這里提出一種新型ZVZCS半橋三電平DC／DC變換器，其次級采用了一個簡單的無源筘位網絡，通過這個無源箝位網絡實現了超前橋臂在一定負載范圍內的ZVS和滯后橋臂的ZCS。
2 主電路工作原理
圖1為新型半橋三電平DC／DC變換器拓撲。
由圖1可見，次級采用的無源箝位網絡主要由箝位電容CA和二極管VDA1，VDA2，VDA3構成。變壓器次級中心抽頭通過VDA1連接到CA，將次級電壓箝位在一個較低的水平。Cs1，Cs2為等值的輸入分壓電容，VDc1，VDc2為箝位二極管，Css為飛跨電容，Llk為變壓器漏感，n為變比，VDR1～VDR4為整流二極管，Lf，Cf分別為濾波電感、電容，Uin，Uo為輸入、輸出直流電壓。采用移相PWM控制策略，工作波形如圖2所示。
為簡化分析，作如下假設：電路各器件均為理想元件；Lf足夠大，其電流不變；將Cf看作恒壓源。變換器在半個穩態開關周期內有9個工作模態，分析如下：
新周期開始前超前管VS1導通，負載電流通過整流二極管續流，a，b間電壓、次級電壓、初級電流分別為uab，urec，ip，此時uab=urec= 0，ip=0。
模態1(t1～t2) t1時刻，滯后管VS2導通，新周期開始。由于ip=0，VS2此時ZCS開通。uab=Uin／2，ip線性增加。由于ip仍小于負載電流Io折算到初級的值Io／n，VDR1～VDR4全部導通，urec為零，說明該模態中次級存在占空比丟失現象。
模態2(t2～t3) t2時刻，ip達到Io／n，VDR1，VDR4關斷，初級開始向負載傳遞能量。由于CA上電壓為零，VDR1，VDR4為ZVS關斷。同時VDA1導通，輸入部分能量通過Ilk，VDA1向CA充電。記Uins(m2)為此模態中初級折算到次級的等效電壓，Llk(m2)為折算到次級的等效漏感，則CA的電流iCA電壓uCA，ip及urec分別為：
由于CA通過變壓器次級中心抽頭充電，urec=2uCA。t3時刻，uCA=Uo，VDA3導通，urec被箝位為2Uo。記UrecP為次級電壓峰值，則UrecP= 2Uo。
模態3(t3～t4) 記uCA電壓峰值為UCAM，UCAM=Uo保持不變，Llk中的諧振電流經過VDA3流向Cf，iCA迅速減小為零，urec保持2Uo不變。t4時刻Llk電流諧振到零，VDA1，VDA3 ZCS關斷。
模態4(t4～t5) uCA仍保持UCAM不變，由于該模態下urec>Uo，VDA2不會導通，有ip(t)=Io／n，urec(t)=Uin／(2n)。
模態5(t5～t6) t5時刻，VS1 ZVS關斷，記電容C1，C4電壓分別為uC1，uC4，則UC1(t5)=0，UC4(t5)=Uin／2，ip向C1充電，C4放電，次級電壓和整流二極管電壓迅速減小，則有：
模態6(t6～t7) 隨著urec的減小，整流二極管兩端電壓迅速下降，在t6時刻被箝位為UCAM，此時VDA2 ZVS導通，CA開始放電，ip下降。則有：
模態7(t7～t8)t7時刻，C1充電結束，C4放電結束，UC1(t7)=Uin／2，UC4(t7)=0，VDc1開通，將VS1的電壓箝位在Uin／2，uab減小至零，ip迅速復位，CA繼續向負載放電。有：
模態8(t8～t9) t8時刻，ip完全復位，VDR2和VDR3關斷。負載電流由CA提供，uCA逐漸減小到零，整流二極管上的電壓也逐漸減小。有：
模態9(t9～t10) t9時刻，CA放電結束，VDA2關斷(ZVZCS)，Lf，Cf開始提供負載電流，VDR1～VDR4全部開通，負載電流通過整流二極管續流。
3 實現ZVZCS的條件
3．1 超前橋臂ZVS范圍
續流階段超前臂的ZVS特性與原來的ZVS移相控制電路相比有所不同，VS1關斷后，在urec下降到UCAM之前，超前臂的瞬態過程與ZVS移相控制電路一致，Lf參與諧振；在urec<UCAM后，僅有漏感參與諧振過程，為實現超前臂的ZVS，必須有一定的漏感儲能。
模態5中，urec下降到UCAM，Lf參與對C1充電，對C4放電，根據式(2)中第3式，可得：
式中：IoZVSm為實現ZVS的最小負載電流。
模態6中，uC4減小到零，為VS4的ZVS開通創造條件，此時只有漏感參與超前橋臂的ZVS。由式(3)中第2式及UC4(t7)=0可得：
由于Cp<<Lf，IoZVSm的值滿足上式也一定滿足式(6)。為實現VS4的ZVS開通，uC4在t7時刻減小到零，同時uC1達到
可見，Lf的能量僅在第一階段參與C1，C4的充放電，而最終諧振電容的充放電要靠漏感儲能來實現，超前橋臂的ZVS只能在一定負載范圍內實現。
3．2 滯后橋臂ZCS范圍
模態7中，由Ip(t8)=0，Cp<<CA以及式(4)中的第1式可得：
為保證續流階段初級無能量循環，模態8結束時uCA必須降到零。由式(5)可得，模態8的持續時間tm8=(CA／Io)Urec(t8)。
4 仿真與實驗分析
在Pspice 9．2環境下對變換器進行仿真實驗，結果表明該拓撲能夠實現所有功率開關管的軟開關及二極管的軟換流，且次級電壓應力較低。為進一步驗證理論分析的正確性，研制了一臺輸出為48 V／20 A的實驗樣機，在樣機上進行了波形測試分析，實驗波形如圖3所示。圖3a，b為VS1的ZVS開通、關斷波形，其中，uds為漏源電壓，ugVS1為驅動電壓。圖3c為VS2的ZCS波形，其中，id為漏極電流。圖3d為urec波形。
可見，實驗結果與理論分析基本一致，實現了超前橋臂一定負載范圍內的ZVS和滯后橋臂的ZCS。此外，在純阻性負載下對變換器效率進行測試，最大效率達92％，輕載時效率仍接近90％，與傳統ZVZCS三電平變換器相比，效率有所提高。
5 結論
提出的新型變換器通過諧振電容與漏感及濾波電感之間的諧振，來實現超前橋臂開關管的零電壓轉換，通過變壓器次級繞組中心抽頭對箝位電容充電及箝位電容的放電，來實現滯后橋臂開關管的零電流轉換，有效地降低了次級整流管的電壓應力。此外箝位電容能量通過負載放電，減小了次級占空比丟失現象，提高了變換器效率。
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