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移動(dòng)設(shè)備消耗的能量是開關(guān)能量和泄漏能量的組合。當(dāng)開關(guān)能量占主導(dǎo)地位時(shí)，降低電源電壓電平可有效降低總功耗，因?yàn)殚_關(guān)能量與電源電壓的平方成正比。

動(dòng)態(tài)電壓和頻率調(diào)節(jié) (DVFS) 可根據(jù)工作頻率要求控制電源電壓，對(duì)此目的特別有效。

工作頻率

在下面的圖 1中，實(shí)心黑色曲線顯示了 DVFS 下能耗對(duì)工作頻率的依賴關(guān)系。這里，工作頻率隨著電源電壓的降低而單調(diào)降低。

當(dāng)工作頻率高于電源電壓（Vopt）的能量點(diǎn)（MEP）時(shí)，能耗隨著工作頻率的降低而減少。然而，當(dāng)運(yùn)行頻率低于 MEP 的運(yùn)行頻率時(shí)，能耗會(huì)隨著運(yùn)行頻率的降低而增加。

當(dāng)電源電壓接近LSI晶體管的閾值電壓時(shí)，即使是微小的變化也會(huì)導(dǎo)致工作頻率發(fā)生很大的變化。在這種情況下，由于工作時(shí)間增加而導(dǎo)致的泄漏能量的增加將超過由電源電壓降低導(dǎo)致的開關(guān)能量的任何減少，因此總能量將增加。

在這種情況下，僅靠 DVFS 不足以降低能耗。然而，所提出的將 DVFS 與功率門控相結(jié)合的技術(shù)（一種減少漏電的技術(shù)，其中插入在電源和目標(biāo)電路之間的電源開關(guān)在目標(biāo)電路空閑時(shí)間內(nèi)關(guān)閉）被證明更為有效。

通過 DVFS 和功率門控的組合，當(dāng)所需頻率低于 MEP 的頻率時(shí)，目標(biāo)電路在 Vopt 下工作，并且通過空閑時(shí)間期間的功率門控來減少泄漏能量。

盡管較高的電源電壓會(huì)導(dǎo)致開關(guān)能量增加，但由于泄漏能量的減少，總能量比單獨(dú)的 DVFS 減少了更多（參見下面圖 1 中的紅色實(shí)線，其中也顯示了該方案的框圖）。

圖 1：實(shí)心黑色曲線顯示 DVFS 下的能耗與運(yùn)行頻率的關(guān)系。

MEP 監(jiān)視器確定用于化能耗的 Vopt，延遲監(jiān)視器確定滿足頻率要求所需的電源電壓值，并向調(diào)節(jié)器輸出控制信號(hào)，調(diào)節(jié)器通過向目標(biāo)電路提供適當(dāng)?shù)碾妷簛碜龀鲰憫?yīng)。

當(dāng)確定的電源電壓低于Vopt時(shí)，MEP監(jiān)視器禁用控制信號(hào)，并且電源電壓維持在Vopt。當(dāng)目標(biāo)電路工作在Vopt時(shí)，MEP監(jiān)視器還使電源門控控制器能夠控制電源開關(guān)，以減少空閑時(shí)間的泄漏能量。MEP監(jiān)視器控制整個(gè)系統(tǒng)以化操作能量，是該方案的關(guān)鍵組件。

雖然能量減少在很大程度上取決于確定 Vopt 的準(zhǔn)確程度，但這里的準(zhǔn)確性并不容易，因?yàn)?Vopt 在很大程度上取決于泄漏電流，而泄漏電流又取決于溫度、電源電壓和其他因素。已經(jīng)提出了許多不同的方法來解決這個(gè)問題。

傳統(tǒng)與新型

一種方法是根據(jù)目標(biāo)電路在不同電源電壓電平下的實(shí)際能耗測(cè)量來確定 Vopt，并選擇能耗少的電壓。由于目標(biāo)電路本身用作能量監(jiān)視器，因此該方案相對(duì)于 MEP 而言具有很高的度，但在監(jiān)視器操作期間必須暫停電路操作。

另一種傳統(tǒng)方法是使用理論方程。例如，的一種方法是基于 MEP 處的 delta Eall/delta VDD = 0 的事實(shí)。在這種方法中，Vopt 表示為方程 2。

不幸的是，這種方法似乎并不適合電路實(shí)現(xiàn)，因?yàn)樗�包括一個(gè)參數(shù)n，該參數(shù)n對(duì)電源電壓的依賴性是非線性的。NEC 設(shè)計(jì)了一種確定 Vopt 的新方法，該方法由簡(jiǎn)單的組件組成，適合電路實(shí)現(xiàn)。

與以前的方法相比，這種新技術(shù)允許同時(shí)進(jìn)行監(jiān)控操作和電路操作，并且已被證明是可行的。它基于 MEP 處 deltaEall VDD = 0 的事實(shí)，其中 Eall 表示為上面圖 1中的公式 1 。

請(qǐng)注意，(IL1T1-IL2T2)/Delta V 替換為 delta ILT)/deltaVDD 等式的微分。然后可以通過近似推導(dǎo)公式 3，其中 Delta V 遠(yuǎn)小于 VDD。IL1 和 T1 分別是 VDD 時(shí)的漏電流和關(guān)鍵路徑延遲，而 IL2 和 T2 是 VDD-Delta V 時(shí)的漏電流和關(guān)鍵路徑延遲。由于漏電流和關(guān)鍵路徑延遲都可以用監(jiān)視器測(cè)量，因此公式 3 適用于電路實(shí)現(xiàn)。

根據(jù)公式 3，我們可以確定 Vopt 如下： 它的右邊等于電容器的電壓，該電容器初充電至 VDD，然后用 IL1 額外充電 T1 時(shí)間，并用 IL2 放電 T2 時(shí)間，其中電容器的電容是目標(biāo)電路的開關(guān)電容和開關(guān)活動(dòng)的乘積。對(duì)于給定的 VDD，如果電容器的電壓等于 VDD-Delta V，則該 VDD 將是化能耗的電壓。

圖 2：所示為建議的電壓確定器和測(cè)量結(jié)果

電路實(shí)現(xiàn)

上面的圖 2 顯示了用于確定 Vopt 的電路。這是一個(gè)非常簡(jiǎn)單的電路，由一個(gè)電容為 alpha x C0 的可變電容器組成；兩個(gè)漏電流發(fā)生器，每個(gè)包含目標(biāo)電路的復(fù)制品；兩個(gè)脈沖發(fā)生器，每個(gè)包含目標(biāo)電路的關(guān)鍵路徑復(fù)制品；一個(gè)比較器；和三個(gè)開關(guān)。IL1 和 IL2 分別從兩個(gè)漏電流發(fā)生器流出或流入兩個(gè)漏電流發(fā)生器。

SW1、SW2和SW3打開分別對(duì)電容器進(jìn)行初始充電、附加充電和放電。為了打開 SW2 和 SW3，脈沖發(fā)生器分別產(chǎn)生脈沖寬度為 T1 和 T2 的信號(hào)。

采用90nm CMOS技術(shù)制造了測(cè)試芯片來評(píng)估電路的有效性以及DVFS與功率門控的結(jié)合。目標(biāo)電路是一個(gè) 101 級(jí)環(huán)形振蕩器，由兩個(gè) FO = 4 的輸入與非門組成。

圖 2 顯示了目標(biāo)電路的能量對(duì)電源電壓的依賴性，以及由確定器電路確定的點(diǎn)，其中 Delta V = 20mV。曲線代表開關(guān)活性為0.1條件下的三個(gè)溫度（25℃、75℃和125℃）。

該電路在所有條件下都能準(zhǔn)確地確定 MEP 實(shí)際電壓值 50mV 以內(nèi)的電壓。圖 2 還顯示，在 125°C 且 Vopt=0.67V 的情況下，采用 40MHz 功率門控的 Vopt 操作可實(shí)現(xiàn) 52.8% 的能耗降低，比僅使用 5MHz DVFS 實(shí)現(xiàn)的能耗還要高。